乘法器与调制器

虽然许多有关调制的描述都将其描绘成一种乘法过程，但实际情况更为复杂。 首先，为清晰起见，若信号Acos(ωt)和未调制的载波cos(ωt)施加于理想乘法器的两路输入，则我们将得到一个调制器。这是因为两个周期波形A_scos(ω_st)和A_ccos(ω_ct)施加于乘法器(为便于分析，假定比例因子为1 V)输入端，产生的输出为：

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若载波A_ccos(ω_ct)幅度为1 V (A_c = 1)，则该式进一步简化为：

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但在大多数情况下，调制器是执行此功能更好的电路。调制器(用来改变频率的时候也称为混频器)与乘法器密切相关。乘法器的输出是其输入的瞬时积。调制器的输出是该调制器其中一路输入的信号(称为信号输入)和另一路输入的信号符号(称为载波输入)的瞬时积。图1显示了调制函数的两种建模方法：作为放大器使用，通过载波输入上的比较器输出切换正增益和负增益；或者作为乘法器使用，并在其载波输入和其中一个端口之间放置一个高增益限幅放大器。两种架构都可用来形成调制器，但开关放大器架构(用于AD630平衡调制器中)运行较慢。大多数高速IC调制器含有一个跨导线性乘法器(基于吉尔伯特单元)，并在载波路径上有一个限幅放大器，用来过驱其中一路输入。该限幅放大器可能具有高增益，允许低电平载波输入——或者具有低增益和干净的限幅特性，从而要求相对较大的载波输入以正常工作。

图1. 调制函数的两种建模方法
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出于某些原因，我们使用调制器而非乘法器。乘法器的两个端口均为线性，因此载波输入的任何噪声或调制信号都会与信号输入相乘，降低输出；同时，大多数情况下可忽略调制器载波输入的幅度变动。二阶特性会导致载波输入的幅度噪声影响输出，但最好的调制器都会尽可能减少这种影响，因此不纳入本文的讨论范围。简单的调制器模型使用由载波驱动的开关。(理想)开路开关具有无限大的电阻和零热噪声电流，且(理想)闭路开关具有零电阻和零热噪声电压；因此，虽然调制器的开关并非理想，但相比乘法器而言，调制器依然具有较低的内部噪声。另外，比起乘法器，设计与制造类似的高性能、高频率调制器也更为简便。 {pagination} 与模拟乘法器相同，调制器将两路信号相乘；但与模拟乘法器不同的是，调制器的乘法运算是非线性的。当载波输入的极性为正时，信号输入乘以+1；而当极性为负时，则乘以-1。换言之，信号乘以载波频率下的方波。 频率为ω_ct的方波可使用傅里叶序列的奇次谐波表示：

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对该序列求和：[+1, -1/3, +1/5, -1/7 + ...] 其值为π/4。因此，K数值为4/π，这样当正直流信号施加到载波输入时，平衡调制器可作为单位增益放大器使用。 载波幅度并不重要，只要它足够大，可驱动限幅放大器即可；因此，由信号A_scos(ω_st)和载波cos(ω_ct)驱动的调制器产生的输出即为信号与载波平方的乘积：

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该输出包含下列项的频率之和与频率之差：信号与载波、信号与载波的所有奇次谐波。理想的完美平衡调制器中不存在偶次谐波乘积。然而在真实调制器中，载波端口的残余失调会导致低电平偶次谐波乘积。在许多应用中，低通滤波器(LPF)可滤除高次谐波乘积项。请记住，cos(A) = cos(-A)，因此cos(ω_m - Nω_c)t = cos(Nω_c - ω_m)t，并且无需担心“负”频率。滤波处理后，调制器输出可计算如下：

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它和乘法器输出的表达式一致，只是增益稍有不同。在实际系统中，增益采用放大器或衰减器进行归一化，因此此处无需考虑不同系统的理论增益。 在简单的应用中，显然使用调制器优于使用乘法器，但如何定义“简单”？调制器用作混频器时，信号与载波分别为频率等于f₁和f_c的简单正弦波，未经滤波处理的输出包含频率和( f1 + f_c)与频率差( f₁ - f_c)，以及信号与载波奇次谐波的频率和与频率差( f1 + 3f_c)、( f₁ - 3f_c)、( f₁+ 5f_c)、( f₁ - 5f_c)、( f₁ + 7f_c)、( f₁ - 7f_c)…。经LPF滤波之后，预计仅得到基波项( f₁ +f_c)和(f₁ -f_c)。 然而，若( f₁ + f_c) > ( f1 - 3f_c)，将无法使用简单的LPF区分基波与谐波项，因为某个谐波项的频率低于某个基波项。这并非属于简单的情况，因此需进一步分析。 {pagination} 如果假设信号包含单一频率f₁，或假设信号更复杂，分布在频段f₁至f₂中，则我们便可分析调制器的输出频谱，如下图所示。假设完美平衡的调制器不存在信号泄漏、载波泄漏或失真，则输出不含输入项、载波项和杂散项。输入以黑色表示(或在输出图中以浅灰色表示，哪怕实际上并不存在)。 图2显示输入——位于f₁至f₂频段内的信号，以及频率为ff_c的载波。乘法器不含下列奇次载波谐波：1/3(3f_c)、1/5(5f_c)、1/7(7f_c)…，以虚线表示。请注意，小数1/3、1/5和1/7表示幅度，而非频率。

图2. 输入频谱，显示信号输入、载波和奇次载波谐波
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图3显示乘法器或调制器的输出，以及截止频率为2f_c的LPF。

图3. 使用LPF的乘法器或调制器输出频谱
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图4显示未经滤波处理的调制器输出(但不含7f_c以上的谐波项)。

图4. 未经滤波处理的调制器输出频谱
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{pagination} 若信号频带( f₁至f₂)位于奈奎斯特频带(直流至f_c/2)内，则截止频率高于2f_c的LPF将使调制器具有与乘法器相同的输出频谱。若信号频率高于奈奎斯特频率，则情况更复杂。 图5显示信号频带正好低于f_c时将发生的情况。依然有可能分离谐波项和基波项，但此时需使用具有陡峭滚降特性的LPF。 图6显示由于f_c位于信号通带内，谐波项叠加(3f_c - f₁) < ( f_c + f₁)，因此基波项不再能够通过LPF与谐波项分离。所需信号此时必须通过带通滤波器(BPF)进行选择。 所以，虽然调制器在大部分变频应用中优于线性乘法器，但设计实际系统时必须考虑到它们的谐波项。

图5. 信号大于fc/2时的输出频谱
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图6. 信号超过fc时的输出频谱
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