一进课堂我就指出，由于晶体管是一种单象限器件，我们首先需要将它偏置在有源区域中的一个合适的工作点。“你爱咋说就咋说吧”，学生们似乎在用无声的语言应付我。
接着我们必须保持工作点的变化足够小，以确保小信号近似法有效。同样，大家的反应仍然是“你爱咋说就咋说吧”。最后，我们必须用电容进行交流耦合和去耦。现在甚至连“你爱咋说就咋说吧”的反应都没有了。我试图通过粗略地分析图1所示的电路来证明上述观点，但意识到我的努力是多么的无意义，只好无奈地说，今天的课就到这儿吧。
学生们齐刷刷地站起来，翻看着手机里的短信，还没等我拿到黑板擦并转过身来说再见，他们就一窝蜂地走了……
图1：不应该在开春第一天讨论的电路。
看着空荡荡的教室，我寻思：如果晶体管是四象限器件而不是单象限器件，我的教学和学生的学习将会变得多么容易。目前没有这样的器件，但是我们可以用一些晶体管来进行模拟。
双极结型晶体管（BJT）是一种常开器件，要求基极-发射极电压下降0.6-0.7V才能抽取足够的电流。我们喜欢用图2a所示的npn BJT，一旦将vB提高到0V以上，这种BJT就会抽取明显的电流。用射极跟随器Q3的E-B压降补偿Q1的B-E压降可以满足这个要求，如图2b所示。忽略基极电流，可以得到：
图2：对理想晶体管的逐步探索。
其中Is1和Is3是饱和电流，假设它们相等，VT是热电压。
为了确保围绕vB=0的对称操作，我们需要用图2c中的Q2-Q4对补偿Q1-Q3对。再次假设饱和电流相匹配，同时忽略基极电流，可以得到公式（1）的对称表达式：
最后，为了完成对伪理想BJT的探索，我们需要接受差异。
图3：最后一步，形成四象限晶体管，同时显示了一种电路符号。
我们通过将两个电流反射镜的输出连接在一起来完成这个任务，图3的示例是威尔逊电流反射镜。Q5-Q6-Q7反射镜复制iC1，并将iC1引入输出节点，而Q8-Q9-Q10反射镜复制iC2，然后从输出节点吸收iC2。在vB=0时，公式（3）的指数相互抵消，使iC=0。当vB>0时，iC1占优势，导致iC>0，而当vB < 0时，iC2占优势，导致iC < 0。很明显，这个电路允许完整的四象限操作。另外，鉴于Q3和Q4射极跟随器提供的达灵顿功能，该电路具有高输入阻抗，它同时还因威尔逊反射镜而具有高输出阻抗。
这种伪理想BJT其实已经面世很长一段时间了。它曾被称为饱和电抗器、宏晶体管、钻石晶体管和电流传送器II+，也有IC形式的OPA861。图4表明，如果图1中的放大器用饱和电抗器实现的话，会是多么简单。注意，图1中的放大器提供信号反相功能，而图3中的放大器是非反相类型。
图4：用饱和电抗器实现的共发射极放大器。
众所周知，使用负反馈技术可以极大地扩展放大器的应用范围，基于饱和电抗器的放大器也不例外。由于饱和电抗器具有高输出阻抗，因此需要使用一个输出缓冲器来防止被反馈网络加载。这就形成了图5的电路，其中由Q11到Q14组成的输出缓冲器与输入缓冲器Q1到Q4非常类似。这个电路被称为电流反馈放大器，它同样已经面世很长时间了，在某些高速应用中可替代传统的运放。普通BJT是通过将集电极和基极之间的反馈网络连接起来配置反馈操作，饱和电抗器的非反相特性则要求反馈网络连接在（缓冲的）集电极和发射极之间，也就是图5所示的vO和vN节点之间。
为了研究反馈操作原理，参考图6a所示简化后的等效电路，图中明确地显示了C节点到地之间的净阻抗zc（因为很快会变得清晰，所以C节点也被称为增益节点）。针对第一近似值，zc可以用电阻Rc并联电容Cc来建模，因此扩展为：
一般来说，Rc在105～106Ω范围内，Cc在pF范围内。由于外部网络造成的任何失衡电流In都将被C节点处的威尔逊反射镜所复制，从而得到：
图5：使用输出缓冲器将饱和电抗器转换为电流反馈放大器。
接下来看一看图6b中典型的反馈互连，将电流集中到Vn节点可以得到：
令Vn=Vp=Vi，求解In，然后代入到公式（5）就能得到闭环电压增益：
图6(a)：简化的电流反馈放大器等效电路；(b)：电流反馈放大器符号和作为同相放大器的负反馈操作的互连电路。
在精心设计的电路中，R2的值大约为103Ω，因此当Rc在105～106Ω范围内时，我们可以忽略直流时的R2/zc项，并确定在低频时A倾向于大家熟悉的运放表达式：
与普通运放（也称为电压反馈放大器或VFA）相比，电流反馈放大器的优点是快速动态变化。公式（6）表明这个电路的环路增益为：
因此闭环带宽由|zc|=R2点的频率给出，这个频率也称为交叉频率fx。只要R2 << Rc，这个频率就等于fx=1/(2πR2Cc)。当R2近似于103Ω，Cc近似于10–12F时，fx大约是108Hz。请注意，fx取决于R2，与R1无关。与fx反比于噪声增益1+R2/R1的电压反馈放大器相比，电流反馈放大器的fx似乎独立于噪声增益。电流反馈放大器的另外一个动态优势是不受摆率限制的影响，因为Cc直接受输入缓冲器的驱动，而输入缓冲器实际上可以提供任何电流来实现Cc的快速充放电。
不得不承认，我们已经习惯了电压反馈放大器，在输入端子间直接出现缓冲器会让我们很不舒服（这是我第一次碰到电流反馈放大器时的真实感觉）。诚然，电流反馈放大器的快速动态变化非常吸引人……有没有可能，将电流反馈放大器修改成电压反馈放大器，并保留原始电流反馈放大器的一些动态优势？这个问题也在很早以前就解决了，方法是增加第三个电压缓冲器（见图7的Q15-Q16-Q17-Q18），将节点vN转换为高阻输入，并在第一个缓冲器的输出端之间增加一个电阻R，这个新的缓冲器可以产生上文提到的iN控制电流。
图7：由电流反馈放大器派生出来的电压反馈放大器。
现在来分析这个电路，考虑流经R的电流，假设从左流到右，值为(Vp–Vn)/R。电流反射镜将这个电流传送到增益节点C，并在此节点产生电压zc(Vp–Vn)/R。这个电压再经缓冲输出到输出节点，得到Vo，因此开环电压增益为：
这里用到了公式（4）。同样，在一个精心设计的电路中，R << Rc，意味着a有大的直流值。由于其固有的快速电流模式操作，这种运放类型特别适合高速应用。常见的例子是LT1363-70MHz、1000V/µs运放。
在寻求理想晶体管的过程中，我们重新发现了一些早已存在的电路。这提醒我们：当你想要发明什么时，是不是要先想想这样一句格言，“每一样可以被发明的东西早就已经发明了”？
本文原文刊登在EDN美国网站，参考链接 Quest for the Ideal Transistor?
《电子技术设计》2017年12月刊版权所有，转载请注明来源及链接。
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