本系列文章包括五部分，这是最后一部分，将从用于自动设置的偏置伺服电路开始。对于相同的器件型号，FET夹断或阈值电压可能有很大差异。根据所选择的制造晶圆批次，这些电压也可能变化。为了正确偏置它们以获得预定的漏源电阻，用户必须手动调整并校准栅极和源极之间的偏置电压。我们可以通过匹配的双FET或四FET阵列来偏置栅极到源极电压。在双器件或四器件的一个FET作为参考以精确偏置其余FET的栅极，从而获得所期望的漏源电阻。
对于偏置伺服电路，无论使用哪种匹配的FET，漏源电阻始终都可以正确设置。例如，如果将偏置伺服电路设置为提供10kΩ漏源电阻Rds，你可以插入一个不同批次的双FET（比如LSK489和LSK389），仍然会得到相同的Rds。图40示出了一个带有偏置伺服电路的Wah-Wah可变带通滤波器电路。
图40：采用反馈或伺服偏置电路U3和Q1B，可为FET提供正确的栅极电压，以得到期望的漏源电阻。
通过电位器VR2引脚2来设置加到电阻R8的电压，利用具有小直流偏置电压（Vref=+100mV DC）的参考FET Q1B和已知的负载电阻R6，我们可以将Q1B偏置到任何漏源电阻Rds。Q1B具有比较小的DC偏置电压，Vref=+100mV DC，以确保Q1B仍处于三极管或欧姆区域。如果我们设置VR2的滑块电压=Vset来提供一半的电压，即+50mV，将导致偏置伺服电路导通Q1B，直到其漏极电压也为+50mV DC。
如果我们通过10kΩ串联电阻R6在Q1B的漏极得到+100mV的一半即50mV，则漏源电阻也是10kΩ。因为偏置伺服电路是负反馈电路，无论我们在VR2滑块上设置什么电压，都与U3A的(-)输入耦合，其(+)输入一定会通过输入端子上的虚拟短路跟随该电压。由于(+)输入端子连接到Q1B的漏极，因此其漏极电压必须与VR2滑块上的电压相匹配。补偿电容C5可确保电路不振荡。为了获得更好的噪声抑制，C5可以高达1µF。
将Vset设置为VR2的引脚2的电压，求解Q1A的Rds的通用公式为：
当参考电压Vref很小（如100mV）时，我们应选择非常小的运算放大器输入失调电压。TL082/TL062/LF353运算放大器的最大失调电压为10mV，不建议使用。可以使用LF412，它具有低至3mV的输入失调电压。当然，也可以使用其它低失调电压运算放大器（见图41、42和43）。
注意，二极管D1可确保参考FET的栅极在导通期间不会正向偏置。如果栅极正向偏置了，偏置伺服电路可能会“卡住”。
就低失真的最大输入信号幅度而言，通常<150mV峰峰值就可以。然而，像VCR11这样的FET通常具有较高的夹断电压，可以容忍>150mV峰峰值的较大输入幅度。
现在让我们看一下图41，这个Wah-Wah压控带通滤波器带有偏置伺服电路，通过Rfb和R4降低失真反馈。
图41：使用压控电阻进行反馈时的自动偏置近似。
因为降低失真反馈网络Rfb和R4对栅极具有大约50％的衰减，所以放大器U3B被设置为增益为2以补偿这一衰减。注意R1<<R4，以便保持约50％的衰减。
虽然增加Q1B的栅极电压可以为Q1A获得几乎相同的Rds，但是当Q1A和Q1B的栅极电压相同时，Q1A的漏源电阻实际上要低一些。原因是电阻网络Rfb和R4形成负反馈效应，略微降低了Q1A的Rds。因此Rds_Q1A比Rds_Q1B稍微小一点。
尽管如此，图41仍然提供了一种比手动设置更容易的偏置FET的方法。稍后我们将重新评估一种更准确的方法。
现在，让我们看一下图42中一个相移系统的偏置伺服电路。它使用与图40相同的偏置伺服电路，但压控电阻使用的是MOSFET。注意，D1反向连接，以确保N沟道增强器件在导通时栅源电压不会负得太多。
图42：带偏置伺服电路的三阶相移系统。
该电路的总相移为：
举例来说，若VR2的引脚2电压Vset=0.033V，那么：
注意：-Vsub=-5V至-10V DC，以确保基底偏置正确。
使用1000µF电解电容器（而不是Vww）将调制信号耦合到VR2引脚2，电解电容器的(+)端子位于VR2的引脚2处。
改进的伺服偏置电路可参见图43。
图43：使用Wah-Wah电路的VCR反馈电路改进伺服偏置。
为了更准确地确定Q1A的Rds，偏置伺服电路通过U4A复制反馈网络，即U4A“复制”U1A，R10和R9复制Rfb和R4。
我们还应该注意，即使该电路可以更精确地设置正确的栅极偏置电压，但由于Rfb和R4的负反馈效应，Q1A的实际漏源电阻将略微降低。所以，我们将使用“~”代替“=”，而不是直接使用“=”。
偏置由VR2的引脚2上的滑块电压Vset设置，以便：
同样地，不使用Vww，调制信号（<20mV峰峰值以确保偏置伺服电路在Vset的范围内）可以通过1000µf电容耦合到VR2引脚2。
注意：通过将FET的漏源电阻设置为更高的值，可以实现更低的失真。例如，将R6设置为51kΩ而不是10kΩ，并将Rds_Q1A设置在>100kΩ的范围内。
对于图41和图43的P沟道JFET器件，使用负Vref，如-100mV DC，而且二极管D1反向连接。对于图42的P沟道MOSFET，也要使用负Vref，如-100mV DC，二极管D1反向连接。
DMOS器件具有极低的漏栅极电容的优势。对于双列直插式封装（DIP）器件（如SD5000系列），请确保通过一个电阻（如1kΩ至10kΩ）对基底引脚施加偏置，其电压源的负电压要足够低，或者低于任何其它引脚的电压。例如，如果最小源电压接地，则基底电压应为-2V至-9V。如果漏极和源极之间的AC信号很小，比如<150mV峰峰值，就可以将基底端子直接连到具有最低源电位的FET源极端子。
有些DMOS FET具有非常低的栅极电容，并且不受内部齐纳二极管的保护，否则会增加更多的栅极电容。SD211和SD214等DMOS器件带有短路线。栅极和源极引线首先焊接到电路上，提供从栅极到源极的DC路径，然后再去除短路线。在去除短路线之前还可以在栅极和源极引线上焊接10kΩ的电阻，但要在将DMOS FET焊接到电路之前。
本文介绍了一些基本的电压控制电路，这些电路可用于更复杂的系统，比如吉他效果踏板。例如，在图8至图15所示的反馈压控电阻电路中，通过过度驱动输入信号，也可用作对称限幅电路。没有反馈的压控衰减器电路（例如将图8至图15中的R3去掉）可以通过再次过度驱动输入信号而用作非对称限幅器。这些限幅电路可以应用到电吉他模糊踏板中。
利用下面的通用MOSFET公式，我们可以找到一种方法将一部分漏源电压加至控制电压，以消除FET漏源电阻的非线性。
在公式（1-AP）中，我们想要消除的是(Vds)(Vds)项。如果这被抵消，就将留下漏极电流相对于常数k'、W、Vgs、Vth及变量Vds的关系。然而，一旦我们得到漏极电流相对于漏源电压Vds的斜率或导数，就可以得到线性电导。
要使栅源电压包括一部分漏源电压，可通过：
Vgs → Vct + kVds
其中比例因子K的范围为0<k<1，Vct是DC偏置电压，用于控制FET的漏源电阻。
通过替换Vgs → Vct + kVds，公式（1-AP）变为：
要消除(Vds)(Vds)项，让：
得到：
公式两边除以k’/2 W/L，可得：
[2(kVds)Vds] = [(Vds)(Vds)]
两边再除以(Vds)(Vds)，则：
2(k) = 1
现在让两边都除以2，可以得到：
k = 1/2
现在k =1/2 , 回到公式(3-AP)：
可以看到最后两项消除了，现在只剩下：
当k=1/2时，漏极到源极的电导gds为：
从漏极到源极的电阻Rds是电导gds的倒数：
当k=1/2时：
图AP-A-1是一个电路示例。
图AP-A-1：MOSFET电压控制电阻。
电压跟随器U1A向阻性分压器网络R3和R4提供Vds。由于R3=R4，MOSFET Q3的栅源电压接收Vds的一半，即0.5Vds。DC控制电压Vcont也被R3和R4馈送到Q3的栅极，其一半的电压输出到栅极。
因此，图AP-A-1中的Vgs=(1/2)Vcont+(1/2)Vds。
图AP-A-2显示了SD5000系列DMOS是如何降低失真的，其基底电压为-4.5V DC，通过一个5.6kΩ串联电阻连接到引脚2。
图AP-A-2：顶部迹线显示没有降低失真的波形；底部迹线显示通过反馈网络降低谐波失真的更清晰的波形。
顶部迹线显示出抛物线状的波形，它具有约35％的二次谐波失真。底部迹线看起来更接近正弦波，它只有约2.5％的二次谐波失真。当Vin=500mV峰峰值时，波形失真大（顶部迹线）的输出为234mV峰峰值，而波形失真小得多（底部迹线）的输出为153mV峰峰值。
在图AP-A-1中，失真波形（顶部迹线）是通过去除反馈电阻R3来实现的。底部迹线的失真波形较小，其电路中包含R3。
还要注意失真较小的底部迹线，其信号也稍微小一些，这是由于R3和R4的负反馈降低了漏源电阻Rds。
图AP-B-1显示了一个有损耗的电感器，它等同于使用两个单位增益放大器Amp1和Amp2实现的回转器电路。
图AP-B-1：左侧是有损电感，右侧是等效有源电感（回转器）。
带有串联电阻R和电感L的有损电感器具有阻抗：
通过在输入端施加测试电压Vin并找出相应的电流Iin，可以确定回转器的阻抗。取比率Vin/Iin，就可以确定回转器的阻抗大小，它是Rs、C1和R1的函数。
电容器的阻抗：
Zc = 1/jωC1
Vin连接到Amp1的输入端。因为Amp1具有单位增益，其输出也是Vin，驱动一个跟频率相关的分压器C1和R1。现在我们仅用Zc作为C1的阻抗。
Amp 2的输入信号为：
Vin [ R1 ] / [R1 + Zc]
由于Amp2的增益为1，因此驱动Rs顶端的输出也为：
Vin [ R1 ] / [R1 + Zc]
现在可以通过流经Rs的电流确定Iin，因为Rs两端的电压是已知的。
Iin = (Vin – Vin [ R1 ] / [R1 + Zc])/Rs
现在就可以得出回转器的阻抗：
Zin = Vin/Iin = Vin/(Vin – Vin [ R1 ] / [R1 + Zc])/Rs
分解Vin后，可以得到：
Zin = 1 / (1 - 1 [ R1 ] / [R1 + Zc])/Rs
分子和分母都乘以Rs，可以得到：
Zin = Rs / (1 - R1 / [R1 + Zc])
注意 1 = [R1 + Zc] / [R1 + Zc]
Zin = Rs / ([R1 + Zc] / [R1 + Zc] - R1 / [R1 + Zc])
Zin = Rs/[Zc] / [R1 + Zc] Zin = [R1 + Zc] Rs / Zc
回想 Zc = 1/jωC1：
Zin = [R1 +（1/jωC1）] Rs /（1/jωC1）
分子和分母都乘以jωC1：
Zin = jωC1 [R1 +（1/jωC1）] Rs = jωC1R1Rs + Rs
Zin = Rs + jωC1R1Rs
由于有损电感具有阻抗R+jωL，我们可以将实部和虚部等同起来：
R + jωL = Rs + jωC1R1Rs
R = Rs
jωL = jωC1R1Rs
两边都除以jω，得到：
L = C1R1Rs = RsC1R1
因此，回转器的电感是Rs、C1和R1的乘积，其等效串联电阻为Rs。
（原文刊登于ASPENCORE旗下EDN英文网站，参考链接：A guide to using FETs for voltage-controlled circuits, Part 5。）
《电子技术设计》2018年12月刊版权所有，禁止转载。
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