本文介绍的基于运放的电流检测电路并不新鲜，它的应用已有些时日，但关于电路本身的讨论却比较少。在相关应用中它被非正式地命名为“电流驱动”电路，所以我们也沿用这一名称。我们先来探究其基本概念。它是一个运算放大器及MOSFET电流源(注意，也可以使用双极晶体管，但是基极电流会导致1%左右的误差)。图1A显示了一个基本的运算放大器电流源电路。把它垂直翻转，就可以做高侧电流检测（如图1B所示），在图1C中重新绘制，显示我们将如何使用分流电压作为输入电压，图1D是最终的电路。
图1：从基本运算放大器电流源转换为具有电流输出的高侧电流检测放大器。
图2显示了电路电源电压低于运算放大器的额定电源电压。在电压-电流转换中添加一个负载电阻，记住您现在有一个高阻抗输出，如果您想要最简单的方案，这样可能就行了。
图2显示了基本实现高侧电流检测的完整电路。需要考虑的细节有：
· 运放必须是轨对轨输入，或者有一个包括正供电轨的共模电压范围。零漂移运算放大器可实现最小偏移量。但请记住，即使使用零漂移轨对轨运放，在较高的共模范围内运行通常不利于实现最低偏移。
· MOSFET漏极处的输出节点由于正电压的摆动而受到限制，其幅度小于分流电源轨或小于共模电压。采用一个增益缓冲器可以降低该节点处的电压摆幅要求。
· 该电路不具备在完全短路时低边检测或电流检测所需的0V共模电压能力。在图2所示的电路中，最大共模电压等于运算放大器的最大额定电源电压。
· 该电路是单向的，只能测量一个方向的电流。
· 增益精度是RIN和RGAIN公差的直接函数。很高的增益精度是可能获得的。
· 共模抑制比(CMRR)一般由放大器的共模抑制能力决定。MOSFET也对CMRR有影响，漏电的或其它劣质的MOSFET可降低CMRR。
图2：最简单的方法是使用电源电压额定值以内的运算放大器。图中配置的增益为50。增益通过RGAIN/RIN设定。
一个完全缓冲的输出总是比图2的高阻抗输出要通用得多，它在缓冲器中提供了较小的增益2，可降低第一级和MOSFET的动态范围要求。
在图3中，我们还添加了支持双向电流检测的电路。这里的概念是使用一个电流源电路(还记得图1A吧？)以及一个输入电阻(RIN2)，它在U1非逆变输入端等于RIN(这时为RIN1)。然后这个电阻器产生一个抵消输出的压降，以适应必要的双向输出摆动。从REF引脚到整个电路输出的增益基于RGAIN/ROS的关系，这样就可以配置REF输入来提供单位增益，而不用考虑通过RGAIN/RIN所设置的增益(只要RIN1和RIN2的值相同)，就像传统的差分放大器参考输入一样工作：
VREFOUT=VREF*(RGAIN/ROS)*ABUFFER
(其中ABUFFER是缓冲增益)
注意，在所有后续电路中，双向电路是可选的，对于单向电路工作可以省略。
图3：这一版本增加了缓冲输出和双向检测能力。它提供了一个参考输入，即使在RIN1和RIN2值确定了不同增益设置的情况下，它也总是在单位增益下工作。
通过浮动电路并使用具有足够额定电压的MOSFET，电流驱动电路几乎可在任何共模电压下使用，电路工作电压高达数百伏的应用已经非常常见和流行。电路能达到的额定电压是由所使用的MOSFET的额定电压决定的。
浮动电路包括在放大器两端增加齐纳二极管Z1，并为它提供接地的偏置电流源。齐纳偏压可像电阻一样简单，但是我喜欢电流镜技术，因为它提高了电路承受负载电压变化的能力。这样做时，我们已创建了一个运放的电源“窗口”，在负载电压下浮动。
另一个二极管D1出现在高压版本中。这个二极管是必要的，因为一个接地的短路电路最初在负载处会把非逆变输入拉至足够负(与放大器负供电轨相比)，这将损坏放大器。二极管可以限制这种情况以保护放大器。
图4：高压电路“浮动”运放，其齐纳电源处于负载电压轨。
我不确定是否还有人使用电流检测MOSFET。几年前的一些实验室研究表明，一旦校准，MOSFET电流检测是非常精确和线性的，尽管它们具有约400ppm的温度系数，我对这样的结果很满意。但是，最佳的电路结构迫使检测电极在与MOSFET的源电压相同的电压下工作，同时输出部分电流。图5显示了如何使用电流驱动电路来实现MOSFET检测FET电路。
图5：MOSFET检测FET电路。
本文为《电子技术设计》2019年2月刊杂志文章。
（原文刊登于ASPENCORE旗下Planet Analog英文网站，参考链接：The current drive current sense circuit。）
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