在高级驾驶辅助系统、声纳应用超声波换能器以及通信设备中，都需要用到小电流、负高压来偏置传感器。反激式转换器、Cuk转换器和反相降压-升压转换器都是可能的解决方案，但是会受到一些不利因素的影响，如变压器（反激和Cuk）庞大笨重，或控制器的输入电压额定值（反相降压-升压）限制了其最大负电压。本文将详细介绍转换器的工作原理，它将单个电感器与以非连续导通模式（DCM）工作的反相电荷泵结合起来。与接地参考升压控制器配合使用，可以以较低的系统成本产生较大的负输出电压。
图1显示了简化的功率级原理图。请注意，此原理图与传统的反相降压-升压转换器不同，后者的控制器在VIN和−VOUT之间“浮动”。在那种转换器中，可实现的最大−VOUT是控制器的最大VCC减去最大输入电压。这样的话就几乎不可能找到一种控制器能够驱动输出电压为-100V或更高的N沟道场效应晶体管。
图1：电感驱动反相电荷泵的简化功率级。
电路的工作可分为三个阶段（如图2）。在第一个阶段，FET在占空比（d）期间导通，它在电感器上施加VIN，允许电流从零上升，从而存储能量。然而，在前一个周期中，C1（其保持大约等于VOUT的电压）耗尽了其过量存储的能量，反向偏置了D1和D2。这就是D1、D2和C1未在此阶段显示的原因。C2提供所有负载电流。
在下一个阶段d’中，FET关断，电感电流开始放电，导致其电压极性反转。这大大增加了节点VFET处的电压，允许C1通过D1充电。在此阶段，电流倾降，直至D1关断。然而，由于D1的反向恢复特性，电流在最终关断之前变为反向，此时电感器电流斜率改变并且其电压极性再次反转。
第三个阶段d''，能量从C1传递到C2。当D1停止导通时，由于VFET节点电压被强制接地（通过FET体二极管的电流通路），电感器电压被钳位到VIN。电流流过D2，直到C1和C2两端的电压相等，但通过FET体二极管的电流会持续直到电感电流减小到零。此时，电感器两端的电压崩溃，电路产生寄生效应，直到FET再次导通。
图2：DCM工作模式的三个阶段。
图3详细介绍了关键电压和电流的波形。DCM工作模式允许尽可能小的电感，但可以有较高的峰值电流。DCM工作模式的电感在最大占空比、最小VIN和满载时确定。按照控制器数据表仔细检查最大占空比，通常可以选择60％~90％，否则可能发生脉冲跳跃。较大的电感会使工作进入连续导通模式（CCM），因为在下一个开关周期之前电流不会返回到零。这样，所用的电感可能比所需的要大，因此要加倍小心以防止次谐波振荡。
图3：DCM中的关键电路波形。
对于DCM工作模式，公式1很好地阐释了电感器如何存储能量：
其中ipk是峰值电感电流，η是转换器效率。峰值电感电流等于公式2：
由以下两个公式：
得到占空比（d）：
由于VIN是FET导通时电感两端的电压，而ipk是占空比d结束时的电感电流，因此将公式2代入公式3得到公式4和5：
在d'阶段，平均负载电流由公式6和7中的几何关系确定：
将公式2代入公式7得到公式8：
该周期的剩余期间定义为d''，这时能量转移到C2并且剩余的电感电流放电到零（公式9）：
图4是利用倍压器实现该转换器的原理图示例，其中允许每个功率级元件的电压应力等于满输出电压的一半。这使得组件的选择更加广泛。在这个应用中，计算出的电感就好像输出电压只有一半，而负载电流为两倍。
图4：带倍压器和电平转换电流镜的电感驱动反相电荷泵示意图。
该转换器提供小型单电感器解决方案，用于产生较大的负电压。此外，它允许使用低成本接地参考升压控制器来驱动N沟道FET。
（原文刊登于ASPENCORE旗下EDN英文网站，参考链接：How to design a high-voltage DCM inverting charge pump converter。）
本文为《电子技术设计》2019年6月刊杂志文章。
最前沿的电子设计资讯
