任何形成非单位增益稳定运放噪声增益的补偿技术，都会随着频率的增加而产生更高的输出噪声。这种补偿技术增加了运放同相输入电压噪声的增益，如图2波特图的噪声增益部分所示。大多数情况下，运放的同相输入电压噪声决定了图1电路的总输出噪声。如波特图所示，此输入电压噪声的增益从G1开始，在 Z1=G1Z0处有一个零点，最后有两个二阶极点，它们与在反相补偿设计中所设置的相同。当有噪声或信号加到图1中的同相输入端（V+）上时，其传递函数是：
(18)
（参考公式8和9可知可代入此公式的算式项。）
描述输出噪声的一种方法是计算等效噪声功率带宽（NPB），当将其乘以恒定的输出噪声功率值时，可得到与实际频率响应相同的总积分噪声功率。如果随意采用同相输入电压噪声经由G1放大所得输出噪声，即同相输入电压噪声所引起的低频输出噪声作为恒定的噪声值，可以计算出等效NPB，如下：
(19)
这个噪声是将公式18中的增益幅度的平方对频率从0到无穷大积分，然后除以低频噪声增益的平方（G12）。这个积分已大大简化，而且当将Q值设置为0.707时，可以求出闭合解。去掉公式19分母的中间项后，就可以使用积分表求解包括1/(x4 + c4)的形式。使用图2中定义的算式项并假设Q值约为0.707，可以得到等效NPB：
(20)
这个公式中的最后一项通常远小于1，可以忽略。如果只是将放大器的G1（带宽等于GBP/G1）乘以带宽与实际二阶闭环响应的特征频率（F0=√Z0GBP）的比值，那这个公式表明NPB约等于单极点带宽。
要使用这一计算所得NPB，将运放的同相输入电压噪声乘以G1，可以算出输出端的低频点噪声。然后，将该结果乘以公式20的平方根，可以得到积分噪声（EO(RMS)）。对图3的设计实例执行这些计算，其中Q≈0.707，可得：
(21)
以上分析表明，为了得到与频率范围内实际输出噪声相同的积分噪声功率，假设输出噪声恒定并计算所需的NPB，由于噪声增益增加到G2，输出电压噪声会显著增加。评估NPB的这一积分根据的假设是，公式18中的运放频率响应会自我限制输出噪声。
考虑此噪声的另一种方法是计算等效输入电压噪声，在简单的低通巴特沃斯带宽内将其积分到相同功率。这种方法可以对该技术和其他获得期望频率响应的方法进行简单比较。当Q = 0.707时，简单二阶巴特沃斯响应的NPB等于1.11F0=1.11F-3dB（见附录）。我们可设置等式来定义等效输入点噪声（EM），在由1.11F0设置的NPB内对其进行积分，可得到与实际响应相同的总输出噪声功率，如下所示：
(22)
其中，EN是运放的输入电压噪声。EM的解为：
(23)
该公式表明，等效输入参考点噪声电压的增加和GBP/G1与Z1之比的平方根成比例。对图3中的设计实例评估此公式，得到的等效输入噪声电压为17.1nV/√Hz（远高于运放固有的4.5nV/√Hz）。将此结果乘以低频噪声增益G1，然后乘以1.11F0的平方根（表2），可得到积分噪声。该计算得出的积分噪声与公式21得出的相同，均为158mVRMS。公式23很有用，它清楚地显示了采用这种补偿方法在噪声方面付出的代价。
后置滤波可以显著减小这种影响。例如，如果完全滤除F0之后的输出噪声，则使用公式23计算出的等效输入噪声将减少一半（根号内部的1.5变为0.378，为1.5的1/4）。如果采用截止频率为F0的后置滤波，采用图3中的补偿方案，其中OPA637噪声增益为3（信号增益为2），所得到的等效同相输入参考点噪声电压几乎为采用OPA627时的两倍（8.55nV/√Hz）。然而，这种设计的压摆率也是OPA627（表1）的两倍以上，并且对于低于Z1的频率，其环路增益也高得多，因此具有较低的谐波失真。
由于现在设计目标是控制二阶低通响应（原则上是脉冲响应控制），因此可使用此拓扑和相应的性能公式来实现任意二阶响应。可以改写公式10和11来实现此目的。首先，假设已选定放大器及其相应的GBP，以及ω0和Q的设计目标。现在可选定G1或G2的值，然后求解另一个。为了控制高频噪声，首先使用公式10和11根据G2求解G1，然后计算G2的约束条件而得到解。例如，首先求解公式10得到Z0。然后，将此Z0代入公式11求解G1，如下：
(24)
且
(25)
只有在G2>(GBP3Q/ω0)时，G1才有解。因此，在低噪声滤波器设计中，这种拓扑最适合Q较低且ω0不远小于GBP的情况。了解了这一点，如果想将期望的直流信号增益设置为(1-G1)，可以将公式25倒过来求解G2：
(26)
为获得好的结果，G2至少应大于放大器最小稳定增益的两倍。显然，此分析也适用于单位增益稳定的运放。此外，公式26的分母应大于零。因此，GBP/Q必须大于G1ω0。表3给出了一个设计实例以及所得到的与图2波特图相对应的关键频率和增益。
表3：低通滤波器设计。
从此设计的波特图可以看到，P1出现在噪声增益与开环曲线相交处（即F0为5MHz）之后。大部分简化的稳定性讨论都强烈反对环路增益在交越处截止速率大于40dB/dec。然而，该设计使用较高的截止速率来实现复闭环极点。虽然使用这种方法设计二阶低通滤波器的应用范围有限，并且输出噪声似乎较高，但它可以实现低灵敏度设计。设计中最容易变的部分是放大器的GBP。GBP增加10％，ω0将增加5％，Q将减少1.3％。这种结果表明根轨迹相对于GBP原则上在s平面上是从原点出发的径向运动。
对于给定的非单位增益稳定运放来说，若它以小于规定最小值的噪声增益G1而工作，则采用这种补偿技术的第一个实例能够从中获得尽可能多的带宽。接下来的滤波器设计应用表明，如果将P1设置在大于开环响应和噪声增益的交点的位置，可以获得非常稳定且适当的Q值设计。还有第三种方法可以应用该补偿技术，图2中的波特图以及求解ω0和Q值的公式10和11给出了一种实现增益带宽相独立的方法。
注意，如图2所示，如果在保持G1低于G2的情况下改变G1，则F0不受影响。保持图1中所有其他元件不变，调整RG值只会改变图中低频段的噪声增益。然而，噪声增益曲线最终会与相同的+20dB/dec曲线（与0dB在Z0处相交，与开环增益曲线在F0处相交）相交并随之移动。低频噪声增益G1的变化，以及反相信号增益的相应变化，不会影响图2中的关键频率Z0和F0 。只有二阶响应的Q值会随G1而略微变化。
参考公式11以及用作图释的波特图，增加G1会导致Z1的增加，而由比率F0/(FC+Z1)确定的Q值则会略微减小。如果将Z1的初始设计点设置为远低于FC，则在不改变F0的情况下，只需略微改变Q值即可实现G1的大幅改变。因此可以实现二阶频率响应相对于信号增益较为恒定，并保持所有其他参数不变。对于RG变化，二阶响应的根轨迹是一个恒定的ω0圆，且Q值对RG以及G1的敏感性极低。
使初始Z1值相比FC较低，等于使G2远大于G1。这一设置意味着该设计要设定较低的F0值以避开GBP限制，并且要更加靠近以仿效电流反馈运放的优势。当然也可以用其他方式理解该设置。一开始将G2设置得较高（P1<F0）会使闭环带宽较低。然后，从G1=G2开始，闭环带宽应接近FC。当减小G1时，该补偿会抑制带宽增加——这种情况在电压反馈放大器中通常会随增益降低而发生。相反，补偿形成的噪声增益会使闭环响应更接近于简单的电阻噪声增益G2。
实现这种设计的一种方法是首先将Q值设为0.707（最平坦的巴特沃斯值），并认识到当Q=0.707时F-3dB等于图2中的F0。然后，当目标F-3dB远小于最大带宽设计时，求解公式10可得到所需的Z0，如公式24所示。接下来，可以为G1选择一个中等值，并利用公式26设置G2。此外，还可以选择RF值并利用公式15和16设置电容值。一旦设定了这些值，就可以在一定的增益范围内改变RG而不会对ω0产生影响，并且对Q值也只会产生轻微影响。
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