本文介绍的技术可以补偿直接耦合AB类音频功率放大器输出中的DC电压漂移。
直接耦合输出的主要好处是改善了低音响应。由于该设计省去了隔直电容器，因此其低频传输特性得到了显著改善。
图1给出了一个电容器耦合输出，其低频截止频率由负载（通常为8Ω）和电容器Cc所决定。在这个例子中，电容器Cc可阻止输出中出现任何的DC偏移。
图1：电容器耦合输出的低频截止频率由负载、电容器Cc和输出网络所决定。
直接耦合输出则不是这种情况（图2）。其低频截止频率不受输出限制，因此前级的任何波动都会引起DC值波动，从而导致DC电流流经负载（扬声器）。除了会降低放大器的动态范围和总谐波失真（THD）之外，这也是有时在打开或关闭分立音频放大器时会听到“喀哒”声的原因。
图2：直接耦合输出的低频截止频率不受输出限制。
为了纠正这个问题，下面将首先进行深入分析，了解分立双极结型晶体管（BJT）音频放大器DC偏移背后的原因。接下来将设计一种方法来消除或至少减轻这个问题。
首先，建立一个简单的放大器模型，包括主要的级（图3）。
图3：放大器的简单模型。
顾名思义，VAS（电压放大器级）这个系统元件，是用于放大来自输入的信号，从而通过驱动器级（通常是共射极）驱动AB级。驱动器连接到AB级，即一个互补式射极跟随器，可提供高电流增益。最后，负反馈环路（对VAS级的增益产生影响）使整个系统成为线性并稳定。
VAS级通常使用差分放大器架构来设计，其一侧接收输入信号，另一侧接收负反馈信号。为了简单起见，这里用一个运算放大器代替VAS（仅用于说明偏移问题），分析各级和偏移之间的关系——下文会通过数学进行更多讨论。
图4：VAS和驱动器的简化模型，可提供有关输出DC偏移的重要了解。
图4给出了简化的VAS和驱动器。这个简单模型可以为我们提供有关输出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部负反馈，而Rf1和Rf2则形成全局负反馈网络。驱动器通常为一个共射极级，可产生负增益-G。因为射极跟随器的电压增益约为-1，所以为简单起见，这里将AB级忽略。
VAS增益由R1和R2之间的关系，R2≫R1，和Va1=Va2=Va确定。驱动器增益非常高，因此整个放大器增益取决于Rf1和Rf2之间的关系：
(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2
Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)
替换Va，运算后得到：
Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]
(R1+R2)/R2≅1 R1/(G×R2)≅0
Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1 (1)
这个结论给人印象不深，因此，下面来分析一下输入接地时，Vo与驱动器输入上的电压Vo’之间的关系：
Va1=Vo’×R1/(R2+R1) Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1) Va1=Va2
Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2 (2)
最后一个方程式由于显示了驱动器级的DC电压和放大器的输出DC电压之间的关系，表明Vo’发生较小波动，会在Vo中产生较大的偏移，因此非常重要。
如前所述，驱动器级通常由一个简单的共射极级（图1中的Q3）和一个小电阻器（Rpol，用于确定所需的基极至发射极电压）组成。这个晶体管为输出晶体管提供基极电流，因此这一级的集电极电流在毫安范围内并不罕见。
现在暂时忽略温度的影响，因此，当第一次打开电路时，要先对VAS校准，使输出DC电压处于VCC和VEE的中间，也就是0V。如果未施加任何信号，则由于AB级是个电压跟随器（共集电极），驱动器晶体管Q3承受大部分VEE电压（VEE-VBE），Q3上流过偏置电流IBias，因此Q3消耗的功率近似为：
PQ3≅VEE×IBias
这个功率会使Q3发热，并且这个热量会以-2.2mV/℃的已知速率使该器件的Vbe发生改变，从而改变先前调整的输出DC电压。
如果晶体管开始发热，例如比环境温度高40℃，则其Vbe将下降约88mV。
正是晶体管温度升高时出现的这个较小Vbe的要求，使VAS输出处的Vo’（前面解释过这个电压）相应地发生变化，从而在输出处产生DC电压漂移。
图5中的电路说明了到目前为止所解释过的内容。
图5：该电路的一阶现实实现。
为了保持较低的偏移，将Vo’设置为尽可能接近零非常方便。这就是Rset的目的，它代表多圈微调电位器。
这里，基极电压和Vo’之间的关系为：
Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol
因此，基于基射电压变化的输出电压漂移为：
Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2 (3)
通过这个方程式，如果给元件分配数值（取自真实放大器），则可以计算出每℃变化下，输出电压将变化多少，例如：
Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2
Vo=-12.8mV/℃
PQ3≅24V×5mA=0.12W
假设Q3采用TO92封装。在这种情况下，可以使用这种封装的结至环境热阻来计算结温增量：
Rθja=200℃/W
Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃
ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)
ΔVo=-305mV
总之，如果不采用补偿，则输出将漂移约305mV。这仅考虑了晶体管的自热效应。如果环境温度由于任何原因升高，则这个偏移量可能会增加。
Q3的基射电压由Rpol确定，因此一种补偿Vbe电压变化的方法，是使Rpol以某种方式遵循这一变化。这可以通过对晶体管所连的Rpol使用与温度相关的电阻器（如热敏电阻）来实现。由于Vbe的变化率为负，因此热敏电阻必须为负温度系数（NTC）。
下面来计算Rpol所需的热系数。
IRpol（可以认为是恒定的）流过Rpol，并且Vbe等于VRpol：
Rpol=Vbe/IRpol
(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol
∆Rpol=1/IRpol×∆Vbe
在这个示例中，Rpol=120Ω，IRpol =5.6mA，因此：
∆Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))
∆Rpol=-0.4Ω/(℃)
我们需要找到的热敏电阻，要在25℃时具有这样的精确热系数和电阻值。由于大多数NTC热敏电阻的温度系数更高，这不可能实现，因此解决方案是将一个或多个较高数值的热敏电阻与Rpol并联。
下面这个方程式模拟了热敏电阻的温度相关性：
Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),
其中，Rth0是（需要计算的）环境温度下的热敏电阻；B是个参数，通常为3400K；T是绝对温度；T0是环境温度，约为298.16K。
因此，环境温度下的斜率可以通过下式计算：
(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)
下面就是每℃的电阻变化率：
(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]
将热敏电阻与Rpol并联：
R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),
并且：
dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2
这样就得到了并联电阻的变化：
∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×∆Rth
然后将每℃的热敏电阻电阻增量代入：
∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])
现在就可以对这个正在分析的示例计算出Rth0：
-0.4Ω/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])
Rth0=1.12kΩ
考虑到实用性，可以将热敏电阻的值取整至1.2kΩ。
热敏电阻应比晶体管小得多，因此热敏电阻的温度会等于或非常接近晶体管外壳的温度。这也会减少热惯性，使系统更快地达到稳态。应使用热粘合剂将热敏电阻连接到晶体管外壳。
为了确定这个概念对电路真实行为建模的准确性，我构造了一个测试电路。由于没有1.2kΩ的热敏电阻（NTC 0402），我并联了8个10kΩ的热敏电阻（0402 Murata NCP15XH103D03RC）（图6），以产生非常相似的值（1250Ω）。请注意，并联连接热敏电阻不会改变我们计算出的温度系数。
图6：将八个10kΩ热敏电阻并联制成1.25kΩ热敏电阻。
然后，我使用热粘合剂将传感器连接到Q3的平坦侧，并将其与Rpol（是个SMD电阻器，位于电路板的另一侧）并联（图7）。
图7：将图6中所示的热敏电阻与Q3热粘合。
最后，在图8中可以看到在连接（橙色线）和未连接（蓝色线）热敏电阻的情况下的输出电压漂移——这里经过大约2分钟后达到稳态。
图8：连接（橙色线）和未连接（蓝色线）热敏电阻时的输出电压漂移。
电路的补偿响应（橙色线）比未补偿响应（蓝色线）要平坦得多，这表明补偿在起作用。斜率为负可能表示它有点补偿过了，但这不是问题，因为直流漂移仍然很小。
还值得一提的是，我们在25℃下计算了所需的温度系数，但热敏电阻不是线性的。这表明温度系数在整个范围内不是恒定的。但是，由于补偿只需要在有限的温度范围内工作，因此可以忽略热敏电阻的非线性。
（原文刊登于EDN美国版，参考链接：Temperature drift compensation for audio power amplifiers）
本文为《电子技术设计》2020年5月刊杂志文章，版权所有，禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里。
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