理想情况下，永磁直流电机的速度与输入电压完全成正比：Speed=KsV，其中常量Ks特定于所讨论的电机。然而，在现实世界中，由于受到包括机械阻力(摩擦)和电气阻力(绕组电阻=Rw)在内的各种阻力的影响，实际电机的行为与这个理想情况不同。为了产生克服前者所需的转矩，电机就必须汲取电流(I)，这时，通过Rw的电流就会使有效驱动电压降低(-IRw)。因此，当电机受到内部或外部摩擦负载作用时，电流消耗就会增加，有效电压就会降低。于是，正如所预测的那样，它也就会变慢：
Speed=Ks(V–IRw)
减少(或消除)这种影响而使电机速度保持恒定(尽管摩擦负载不同)的一种方法是，通过检测电流I，向输入电压V添加一个比例补偿项来抵消Rw的影响，从而使：
Speed=Ks(V–IRw+IRw)=KsV
图1给出了一种简单的多功能电路，它完全可以做到这一点，而且还可以方便地将其中一个电机连接接地。以下是它的工作原理。
图1：抵消Rw的电机驱动。
轨到轨运算放大器A1用于对来自电位器R5 的速度设定值——从(0.99)Vdd到Vdd变化——与电机驱动电压Vs，即Q1通过100:1 R4/R3分压器反馈回路的输出进行比较，并相应地对Q1基极电流提供伺服驱动。因此，Vs可设置为从最小值零(R5完全逆时针)到最大值Vdd减去A1和Q1的饱和电压之和(完全顺时针)。Vdd的可用限值为3V至16V，与A1的TLV2371数据手册额定值相对应。Vdd和Q1的选择应与电机驱动(Vs和电流)要求相兼容。
但是Rw抵消呢？
反映在Q1集电极电流中的电机电流I由R1进行检测。考虑到抵消最终是通过R2实现微调的，对R1做出足够准确的估计，可以基于在电机轴保持静止时对Rw进行简单的万用表测量。典型的R1电阻(R1=Rw/50)将在毫欧姆范围内，这使得R1可以采用简单的曲折电路板走线来实现。这有个好处是，因为电路板走线是铜的，所以其温度系数类似于(同样是铜的)电机接线：约3930ppm/℃，这将能提高Rw抵消相对于温度的稳定性，前提是电机和R1处于相似的热环境中。请注意，这里并未将由于连接到Q1集电极而引起的R1 的电压降从最大电机驱动电压中减去，而是凑合着用了 Q1 的基极和集电极饱和电压之差 (否则就浪费了)。此外，R1所需的额定功率=Vdd2/Rw/50，由此所得IR1电压的倍数(由R2设置)则通过+40dB R4/R3反馈回路添加到Vs。
对R2适当调整即可抵消Rw，最终得到独立于摩擦的恒定速度：
Ks(V–IRw+IRw)=KsV
R2调整可以通过多种方式完成。例如，可以定量测量电机速度(例如使用廉价的光学转速计)，其中在摩擦负载发生变化的同时，对R2调整以获得恒定速度。或者可以主观地通过耳朵(聆听旋转电机发出的呜呜声)来获得同样准确的结果——如果你能够识谱。
因此，图1电路可以生成拨入式电机驱动电压并补偿绕组电阻，从而实现并保持精确稳定的设定速度。但该速度是由电位器动触点位置手动设置的。如果我们需要更自动化的电机控制源怎么办？
图2这个由图1衍生的变体回答了这个问题，它用一个廉价的纹波消除PWM-DAC代替了电位计R5。
图2：Rw抵消电机驱动的PWM DAC控制。
三开关U1中的U1a用于将R7的逻辑电平PWM输入再生转换为U1b和U1c的方波输出。介于3V和5V之间的Vdd电压将通过R9直接传递到U1的引脚8(Vss)，而Vdd＞5V的情况则会导致并联稳压器U2启动，而将U1的Vdd-Vss限制在逻辑兼容的5V电压。
U1b将生成一个同相PWM波形，用于通过R5、C3和R10网络实现低通平均而得到Vs的输出，而U1c则会根据设计实例“Cancel PWM DAC ripple with analog subtraction”中所描述的方案，通过R6C4生成一个适用于模拟减法纹波消除的交流耦合反相版本。
（原文刊登于EDN美国版，参考链接：Precision DC motor speed control via pot or DAC，由Franklin Zhao编译。）
本文为《电子技术设计》2023年6月刊杂志文章，版权所有，禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里。
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