该放大器采用Barrie Gilbert的微混频器拓扑结构可将单端输入转换为单电源A/B类电流输出。
如图1中Ltspice仿真所示，该电路采用了独特的配置，使用6个双极晶体管(BJT)，根据输入极性“引导”来自Q3和Q4的输出电流。
图1：微混频器拓扑的LTspice示意图，其中有6个BJT，排列方式使得Q3和Q4的输出电流取决于输入极性。
C1用作去耦电容器，允许Q1基极电位与Q1二极管连接的偏置Vbe不同。Q2用作Q1的镜像，用于正输入信号，并切断较大的负输入信号；而Q3在小信号条件下是共源共栅，并提供较大的负输入电流。
对于理想的等尺寸晶体管，所有集电极电流均相等，并由Q5和Q6的基极-发射极电压设置，该电压由通过R3的电流Ibias决定。
当输入信号较大且为正时，输入电流主要流过Q1，Q1充当跨导和共源共栅器件，而Q3在其发射极电压上升时截止。Q2通过共源共栅器件Q4“镜像”Q1集电极电流，Q4将较大的正输入电流的副本吸收为正输出。
在较大的负输入时，所有输入电流都来自Q3，因为其发射极电压下降，Q1截止，而Q3的集电极吸收负输出(图2)。请注意，对于较大的正输入，输出电流“导向”到Q4(+)或Q3(-)，理想器件不受限制。
图2：Ltspice仿真响应大负信号输入的差分输出。
如图3所示，当输入较小时，电路表现得像一个小信号A类类型，因为所有晶体管都以Ibias集电极电流工作。因此，当输入电流为零时，Q1和Q3均传导Ibias，Q2和Q4也是如此，电路表现为差分输出。
图3：Ltspice仿真差分输出对小负输入电流的响应。
图4显示了图1中电路的实际结果，该结果显示在具有2Vpp@1KHz正弦波输入的DSO上。图5显示了图1的LTspice仿真结果。请注意，LTspice图设置了颜色和显示偏移偏差以匹配DSO显示，以便进行比较。
图4：显示了图1原理图在具有2Vpp@1KHz正弦波输入的DSO上的实际结果。
图5：图1的LTspice仿真结果，其中绘图设置了颜色和显示偏移偏差以匹配DSO显示，以便进行比较
还请注意，DSO和LTspice结果中都显示出轻微的“交叉失真”——这在传统的A/B类中很常见。这可以通过更高的Ibias来改善，但代价是更高的放大器功耗。
这种拓扑结构除了单端到差分转换外，还提供了其他功能。它解决了瞬时输入信号电平函数的动态输入阻抗问题，这是传统放大器讨论中经常没有涉及的一个领域。
信号引起的失真始于有效放大器输入阻抗随着动态信号电平的变化，并与信号源阻抗相抵消，形成一个与非线性信号相关的分压器/功率分配器，从而对输入信号电平进行调制。
图6显示了添加额外电阻器以改善输入信号电平的输入阻抗变化的版本。请注意，添加额外电阻器有助于平衡大输入信号摆幅下的输入阻抗变化，同时仍能保持每个器件的集电极电流偏置相等(由Ibias决定)。
图6：高动态范围放大器带有附加电阻，有助于平衡大输入信号摆幅下的输入阻抗变化，同时仍能保持由Ibias确定的每个器件的相等集电极电流偏置。
如图7和图8所示，当输入在较大的正负范围内扫描时，通过对输入电压和输入电流求导得出LTspice输入阻抗结果。
图7：小信号输入阻抗结果和输出差分电流。
图8：大信号+10V峰值输入阻抗结果和输出差分电流。
这些电路在“电流域”中工作，能够提供非常高的带宽和高动态范围，并且静态功耗很低，仅需单电源供电。很久以前，相关作者就利用BiCMOS工艺中的高频SiGe双极晶体管实现了这一点，并取得了良好的效果。
(原文刊登于EDN美国版，参考链接：Single-supply single-ended input to pseudo class A/B differential output amp，由Ricardo Xie编译)
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