今天这个设计实例(DI)将以之前发过的这个实例为基础：“应用LM317正向稳压器，另辟蹊径的供电途径”。与之前的电路一样，这个电路通过将LM317正向稳压器集成到几乎无源的PWM拓扑中来实现功率DAC。它利用了Bob Pease经典作品的内置功能，使其输出与LM317内部电压基准的保证2%精度成正比，并且本身具有过载和过热保护。
然而，与前一个需要单独15v直流电源输入的设计实例不同，此次改造(如图1所示)增加了一个开关输入升压预调节器，因此它可以从5v逻辑轨运行。之前的线性设计也具有功率效率的限制，在驱动低压负载时，功率效率实际上会下降到个位数以下。预调节器通过跟踪LM317上的输入输出电压差，保持恒定的3v，来解决这个问题。这为LM317提供了足够的压降抑制余量，最大限度地减少了功率浪费。
它的工作原理如下。
图1：LM317和HC4053组合成PWM功率DAC，同时Q1迫使预调节器U3跟踪并维持恒定的3v U2 I/O余量差，以提高效率。
如之前的DI中所述，开关U1b和U1c接受10kHz PWM信号，通过反馈网络R1、R2和R3为U2稳压器生成0v至11.25v的“ADJ”控制信号。输入的PWM信号是交流耦合的，因此U1可以在U2的输出上“浮动”。U1c提供PWM信号的平衡反相，来实现主动纹波消除。
请注意，R1||R2=R3，可优化纹波减法和DAC精度。这种反馈布置使U2的输出电压遵循PWM占空比(DF)的函数：
Vout = 1.25 / (1 – DF(1 – R1/(R1 + R2))) = 1.25 / (1 – 0.9 DF)
如图2所示。
图2：Vout(1.25v至12.5v)与PWM DF(0至1)的关系，其中Vout=1.25/(1–0.9DF)。
图3绘制了图2的逆图，得出了所有给定Vout所需的PWM DF。
图3：图2的逆图，包含所有给定Vout所需的PWM DF，其中PWM DF=(1.111-1.389/Vout)。
关于跟踪预调节器：控制U3以保持U2安全掉电所需的3v余量电压，这是靠Q1充当简单的差分放大器。Q1驱动U3的Vfb电压反馈引脚，以保持Vfb=1.245v。因此(其中Vbe=Q1的发射极-基极偏置)：
Vfb/R7 = ((U2in – U2out) – Vbe)/R6
1.245v = (U2in – U2out – 0.6v)/(5100/2700)
U2in – U2out = 1.89 * 1.245v + 0.6v = 3v
同时，Q2为U2提供与Vout无关的恒定10mA最小负载电流。与一开始的DI中使用的固定电阻相比，这在Vout=12v时节省了约300mW功率。
注意，如果你想将此电路与具有不同Vfb的不同预调节器一起使用，只需调整：
R7 = R6 Vfb/2.4
即可。
(原文刊登于EDN美国版，参考链接：Tracking preregulator boosts efficiency of PWM power DAC，由Ricardo Xie编译)
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