此设计实例将LM3x7可调稳压器与PWM DAC集成在一起，形成一个可编程的20V、1A电流源。与之前的设计实例不同，此实例在原本的基础上采用了接地升压预调节器，可从5V稳压或非稳压电源轨运行。之前的线性设计功率效率有限，在驱动低压负载时效率会降至个位数以下。而此版本的预调节器通过跟踪LM3x7上的输入输出电压差，将其保持在恒定的3V，来解决这一问题。这为LM3x7提供了足够的压降抑制余量，同时最大限度地减少了浪费的功率和不必要的发热。
它的工作原理如下：LM317的拥趸们都知道图1是传统的LM317恒流源拓扑，它通过强制ADJ引脚比OUT引脚负1.25V(即更低的正电压)来保持Iout=Vadj/Rs。这种拓扑50年来一直非常有效，而改变Iout的唯一方法就是改变R。
图1：经典的LM317恒流源，其中：Iout=Vadj/R=1.25v/Rs。
图2显示了使Iout可编程的另一种(更简单)方法。该电路只需使用几毫安的Ic控制电流即可控制安培级Iout。
图2：使电流源可变的修改方案是：Iout=(Vadj–IcRc)/Rs–Ic。
图3展示了这一实例的具体实现和实际应用。请注意，Rs=R4和Rc=R5。
图3：U2电流源由U1 PWM DAC编程，并由U3跟踪预调节器供电。
图2的Ic控制电流由Q2 Q3互补对提供。由于Q3为Q2提供温度系数补偿，因此应与其配对元件紧密热耦合。Q4通过为Q2的Ic控制电流生成提供曲率校正来进行一些非线性补偿，三个1N4001二极管组成的菊花链为Q2和Q4提供偏置。
PWM输入频率假设为10kHz左右，C1和C2的作用是过滤纹波。
关于跟踪预调节器：控制U3以保持3V的余量，使U2不发生电压跌落，这需要Q1作为一个简单的差分放大器。Q1驱动U3的Vfb电压反馈引脚，以保持Vfb=1.245V。因此(如果Vbe=Q1的基极-发射极偏置，通常为~0.6V，Ie=~500µA)：
Vfb/R7 = ((U2in – U2out) – Vbe)/R6
1.245v = (U2in – U2out – 0.6v)/(5100/2700)
U2in – U2out = 1.89 * 1.245v + 0.6v = 3v
请注意，如果您想将此电路与具有不同Vfb的不同预调节器一起使用，只需调整：
R7 = R6 Vfb/2.4v
最后，关于过压问题。如果没有适当的负载，电流源的输出电压可能会飙升至破坏性水平(也会破坏U3的内部开关和下游电路)。R11和R12利用U3的内置OVP功能，在失去负载时将最大开路电压限制在30V左右，从而防止这种情况发生。
(原文刊登于EDN美国版，参考链接：1 A, 20V PWM DAC current source with tracking preregulator，由Ricardo Xie编译)
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