自2001年以来，EN61000-3-2作为欧盟“电磁兼容（EMC）指令”的一部分已经正式生效，在欧洲销售的AC-DC电源要求包含有功率因数校正（PFC），或更准确地控制“交流线路谐波电流产生”。大多数功率超过75W额定值的设备都会受到影响，但照明产品的限制则为25W[1]。
之所以出现这种需求，是因为如果没有PFC，现代AC-DC电源会向公用事业用电呈现非线性负载，电流会在市电电压峰值处以短时间突发形式出现。通过傅里叶展开，失真的电流波形可以用一个基本的正弦波表示，代表“有功”功率，叠加在代表“无功”功率的谐波之上。这些谐波中的电流不会提供有用的负载功率，但仍会从电源中汲取电流，从而在配电网络中增大了不必要的损耗。功率因数校正通过调整电流并遵循标称正弦线路电压来消除谐波。
对于非常低的功率，有可能采用线路频率电感器进行“无源”校正，但对于几十瓦以上的功率，这成本太高，且又大又重。更高功率的解决方案是通过以更高频率开关电流，并使用正弦线路电压波形的模拟来调制脉冲宽度，以主动强制线电流遵循施加的电压波形。开关电路主要，但不一定全都是升压转换器的形式，其中脉冲宽度的调制深度也由反馈控制以产生近似恒定的直流输出电压，并设置为刚好高于交流电的峰值。一个简单的升压转换器如图1（左）所示，它仅从一个电源极性工作，因此需要一个前置桥式整流器。
功率转换的高效率对于节省能源成本和满足欧洲“生态设计指令（Ecodesign Directive）”2019/1782以及美国能源部“VI级”限制等要求也越来越重要。最艰难的目标可能是“能源之星”80+钛，它要求计算机电源在230VAC和50%负载下的最低效率须达到96%。该目标效率在电源中是端到端型，实际上，PFC级的损耗贡献不能高于总预算的一半，即＜2%。然而，在图1中的简单升压电路中，单独的桥式整流器损耗可能高达2%，从而使电路不适用。
图1：有源PFC排列，从左到右：传统、双升压、图腾柱。
一个升压PFC的进展是“双”排列，如图1（中）所示，它只包括用于每个电源极性的单独转换器。然而，仍然需要两个线路整流二极管或配置为整流器的MOSFET，以及两个带有两个电感的转换器，具有更高复杂性，因此该电路仍然不理想。现在成为标准的进一步改进是“图腾柱PFC”配置，见图1（右）。此处，Q6和Q7均可根据交流极性配置为开关或二极管，形成单个升压级，Q4和Q5则根据极性控制电流。由于不需要单独的桥式或线路整流器，能耗仅仅来自于MOSFET的传导和开关损耗以及寄生效应，包括体二极管的反向恢复和器件电容的充电/放电。该技术的另一个好处是其固有的双向能力。
Q4和Q5并不重要，因为它们仅在50/60Hz的线路频率下开关，因此动态损耗可以忽略不计，并且可以选择具有低导通电阻的硅MOSFET，以实现最小的传导损耗。但Q6和Q7以高频开关，因此必须考虑动态损耗。
升压转换器可以在不同传导模式下工作：连续、边界和非连续（如图2）。这些是指电感电流以及它是否在每个开关周期变为零。
图2：升压转换器工作模式。
非连续模式（DCM）可以是“准谐振”，其中要实现零电压开关并最小化动态损耗，但由于峰值电流很高，增大了电感器中的传导和磁芯损耗。因此该模式仅适用于相对较低的功率。当电感电流被控制为每个周期会触及零且峰值电流略低于DCM时，就会出现边界模式（BCM），但该模式需要进行可变频率操作，并不是首选。连续导通模式（CCM）可以设计为任意较低的纹波电流，适用于大功率。但有一个缺点：考虑到电源极性，其中Q7作为主开关工作，Q6作为同步整流器，Q7在漏极处在高电压时开启，即所谓的“硬开关”，具有瞬态高功耗。Q6可以在零电压导通，因为Q7关断后，Q6体二极管通过换向导通，对Q6 COSS进行放电。然而，在Q6关断后，其体二极管再次导通，存储电荷QRR，当Q7随后导通时，这会随着瞬态耗散而恢复。对于电源波形的另一极性，Q6和Q7的功能相反。硅MOSFET相对较高的QRR和COSS/QOSS值，甚至是超结类型，都会因此产生过度的耗散。这些参数的变化也是一个问题所在，COSS的变化通常为10,000倍，每个周期的漏极电压出现摆动，并且随温度变化很大。对于零电压开关，Q6的COSS必须完全放电，因此开关导通状态之间的死区时间必须足够长才能使这种情况发生，从而允许COSS出现较大变化。然而，过长的死区时间会导致Q6体二极管出现传导损耗，从而显著降低电压。上述损耗的净效应意味着Si MOSFET不适用于高功率/高性能图腾柱PFC应用。
宽禁带半导体（尤其是SiC MOSFET）的发展实际上解决了体二极管反向恢复问题，其固有的材料特性更好，并且对于给定的Rdson，PN结的物理尺寸更小。图3显示了650V、90mΩ级器件的效果，与CoolMOS相比，SiC的QRR降低了88%。重要的是，与Si器件相比，SiC体二极管中QRR随温度的变化也小很多。
图3：SiC反向恢复远小于Si。（来源：英飞凌）
同样，碳化硅器件的COSS绝对值较低，且随漏源电压的变化也小得多，可能相差三个数量级。这些因素共同意味着，不仅碳化硅中的恢复电荷QRR和QOSS以及随之而来的耗散要低得多，而且可以安全地减少死区时间以获得更高效率。
如图4所示，英飞凌已在3.3kW参考设计（EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC）[2]中使用其专有的650V CoolSiC MOSFET展示了图腾柱PFC拓扑架构，并在230VAC输入和400VDC输出，峰值效率为99.1%时，实现了73W/in3（4.7W/cm3）的功率密度，详见图5，其中采用了TO-247四引脚封装类型IMZA65R048M1的CoolSiC MOSFET用于高频开关，额定电压为650V，64mΩ，而额定电压为600V，17mΩ的IPW60R017C7 CoolMOS Si超结MOSFET则用于低频开关。该设计为完全双向，并且在逆变器模式下，对于230VAC主电源和400VDC电源能够实现超过98.8%的峰值效率。这里引用的效率数据考虑到了实际设计所需EMI抑制和浪涌限制组件中的损耗。
图4：采用英飞凌SiC MOSFET技术的双向AC-DC/DC-AC转换器。
图5：在230VAC输入下，测量得到的效率随英飞凌图腾柱PFC演示方案负载的变化。
图腾柱PFC级的控制很复杂，尤其是在双向时更是这样，因此数字技术很具有优势，这主要是通过英飞凌XMC 1404微控制器实现。在20%负载下，最终设计的功率因数优于0.95，且在20%负载下电流总谐波失真（THD）小于10%，满足EN 61000-3-2的要求。作为一种演示方案，该装置仅用于高线路电压操作，但如果需要，可以采用技术手段实现全范围通用输入88～264VAC。
英飞凌CoolSiC MOSFET的使用打破了大功率图腾柱PFC级中损耗低于1%的瓶颈，使该技术成为端到端钛（Titanium）级标准AC-DC电源损耗低于4%总体目标中不可或缺的一部分。其促成因素是SiC MOSFET的低反向恢复电荷，低且稳定的输出电容及其固有的高温额定值、低栅极电荷、低比导通电阻和稳健性等。这种设计结果不仅符合效率目标，而且是一种体积小、重量轻且成本低的解决方案，有助于节省能源，减少对环境的影响。
英飞凌拥有广泛的基于SiC解决方案组合。CoolSiC器件可提供分立和模块形式，额定值为650～1700V，导通电阻低至2mΩ。该产品可与一系列匹配的EiceDRIVER栅极驱动器进一步补充使用，以实现更高易用性和更强大的性能。低侧和高侧驱动器的非隔离和隔离变体采用英飞凌的无芯变压器技术，非常适合CoolSiC产品系列。对于完整的解决方案，还可提供用于数字控制的电流检测IC和微控制器。
欲了解有关英飞凌基于SiC解决方案的更多信息，请访问www.infineon.com/SiC。
[1] https://www.epsma.org/wp-content/uploads/2021/01/PFC-Guide_03032018-3-final-7-7.pdf
[2] 采用650V CoolSiC和XMC 3300W CCM双向图腾柱，英飞凌应用笔记AN_1911_PL52_1912_141352
https://www.infineon.com/cms/en/product/evaluation-boards/eval_3k3w_tp_pfc_sic/
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