RF功率放大器（RFPA）需要庞大的冷却设备，众所周知，因为只要借助恒定的直流电源电压供电，它就会散发热量。所以通常冷却设备都会占据射频发射器系统的很大一部分。要提升RFPA的效率，根本原理和解决之道在于使用包络跟踪 (ET) 电源，因为这种电源调制器具有较高的峰-均峰值 (PARP)。 图1清楚地展示了一个ET功率放大器的简单功能框图。目前市场上已经有不同类型的ET电源，而且在具体类型中都有进一步的定义，如线性放大器、开关变换器、和线性辅助开关转换器。测量高达20 MHz的大信号带宽通常由单相或多相降压转换器来进行跟踪，这种转换器专用于4G LTE基站。在这种应用中有一个常见的问题，即在高频下对更高直流电压的处理。本文讨论并介绍了ET两相三电平降压转换器及其各项优点。这种设计因其高开关频率而具有较低的关断开关损耗，因此适用于PARP ET电源和更高带宽。本文还说明了这种转换器的工作原理和设计。
图1: ET电源。
图2清楚地表示了这种两相三电平降压转换器和ET应用ZVS四阶输出滤波器的功率级架构。RFPA 的行为可从电阻负载 RL中获知。图 3 和图 4 表明了在 Vin/2 处对飞跨电容器两端电压的正确控制。当0 < D < 0.5时，每相开关节点电压在0 和 Vin/2 之间切换；当0.5 < D < 1时，电压在Vin/2 和 Vin 之间切换。我们可以注意到，4倍于器件开关频率的纹波频率存在于总电流 IT中，最终带来开环转换器带宽的增强和滤波器尺寸的减小。 
图2：两相三电平降压变换器电路图。
图 3：转换器在0 < D < 0.5 时的波形。
图 4：转换器在0.5 < D < 1 时的波形。
该设计选择了EPC800系列eGaN FET，原因在于其具有超小尺寸、零反向恢复率和较低的开关损耗。图 5 和图 6 清楚地表明，相比传统同类设计，在高达50 MHz的较高开关频率下，最大额定功率为115 W的三电平设计具有更高的效率。其低侧MOSFET (LSM)包括顶部两个器件S1x和S2x，以及底部两个器件S3x和S4x。S1x和S2x将电感器 L1 连接到输入直流总线/电容器的正极端子（称为高侧MOSFET (HSM)）；S3x和S4x将电感器 L1 连接到地/飞跨电容的负极端子。在低侧器件的栅极信号中引入适当的延迟可以帮助实现 LSM的ZVS导通。1 在高侧器件导通时，存在一定的耗散，这是因为缺乏负导体电流来通过寄生电容器进行充电/放电。如果在设计峰-峰纹波电流时，使其承载的电流是平均电流值的两倍，则HSM的ZVS导通也可以实现。L1值的正确设置将有助于平衡相电流，而无需任何电流控制回路的帮助。结果表明，时间与充电/放电开关和电感器负峰值电流以及L1的最大值成反比关系，以实现高侧开关的ZVS以及专用于N相三电平变换器的负载电阻、开关频率和占空比。表 1显示了四阶ZVS滤波器元件的负载电阻为 6.6 Ω。借助戴维南定理和叠加原理，简化后的两相三电平变换器电路如图7所示。
图 5：传统两电平降压转换器的开关频率与效率比较。
图 6：三电平降压变换器的开关频率与效率对比。
图 7：建议的两相三电平降压转换器的等效电路。
在PLECS 仿真环境中，20 MHz带宽ET信号两相三电平降压转换器的开关节点电压和电感电流如图8所示。我们可以注意到，在开关节点电压为 (1) 0 V和15 V或(2) 15 V和30 V时出现切换，具体取决于输入包络命令值。与输入电压相比，GaN MOSFET 两端的电压应力被降低和限制。在平均功率条件下，该转换器在115 W时具有97.5%的峰值效率，在26 W时具有94.5%的平均频率。我们可以看出，这种设计可以实现10-dB PARP和90%以上的效率。
图 8：20 MHz时两相三电平降压转换器的开关节点电压和电感器电流
本文介绍了适于更高带宽ET应用的两相三电平降压变换器设计。功率损耗模型可帮助优化转换器的设计。通过设计ZVS低通滤波器，可实现20 MHz LTE包络信号的跟踪，而多相降压变换器则完成了固有相位的维护和电流平衡。对于给定的设计额定值和PARP，与两电平降压转换器相比，本文建议的两相三电平降压转换器在平均功率方面效率更高。这种两相三电平降压转换器的可扩展性也要高很多，可用于大功率ET应用。与此同时，它还可以实现更高带宽和PARP。仿真结果证明了其原理和操作。
(参考原文：Multi-Phase Three-Level Buck Converter for Envelope-Tracking Power Supply)
参考来源：
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本文转载自EDN姊妹网站《电子工程专辑》，英文原文链接：Multi-Phase Three-Level Buck Converter for Envelope-Tracking Power Supply。
责编：Jenny Liao
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