逐次逼近型（SAR）ADC是在工业、汽车、通信行业中应用最广泛的ADC之一，例如电机电流采样，电池电压电流监控，温度监控等等。
通常工程师在设计SAR ADC时，通常需要注意以下三个方面：ADC前端驱动设计、参考电压设计、数字信号输出部分设计。本文将介绍ADC的前端驱动所需注意的一些要素。
如图所示是一个常见的SAR ADC的驱动电路包括驱动放大器和RC滤波。接下来将从如何设计RC滤波器，以及如何选择合适的运算放大器展开。
图1：SAR ADC驱动电路基本架构
首先我们来看一下RC网络的设置，对于RC网络，它的主要作用分为以下两个方面：
1：对ADC的Csh进行充电，由于ADC采样保持阶段需要输入给采样保持电容Csh充电。如图所示，开始采样时，Csh的电荷由输入部分（Qfrm_opa）和RC滤波电容（Qfrm_cflit）提供，保证在一定时间内达到精度的要求。显然，随着采样精度和采样率的不断提高，驱动ADC的难度加大，因为必须在有限的时间内采样时间（tacq）内将Csh上的电压达到满足精度要求（1/2LSB内）。所以我们在ADC前加入电容，当采样保持阶段时对Csh进行充电，保证采样的精度。电阻则作为隔离作用，避免运放直接驱动容性负载，提升系统的稳定性。
图2：SAR ADC采样保持阶段电流方向
2：RC网络同时也限制了输入信号的带宽，并且降低了运放带来的噪声量，但是于此同时，带宽的限制会使信号的延长建立时间，引起信号的失真
我们设计RC网络的目标就是在有限的时间内采样时间（tacq）内将Csh上的电压达到满足精度要求（1/2LSB内），如果不加入RC或者RC选择不合适，可能出现如图所示的情况(横坐标为时间，纵左边为Vfilt电压，可以看到信号幅值变化大且反向恢复时间长)，这是因为运放的带宽不足或者RC电路中电容太小，导致Qfrm_opa与Qfrm_cflit不能在采样时间（tacq）内将电荷转移至Csh中，如果在信号没有达到足够的采样时间内进行采样，就会产生信号失真。
图3：不合适的RC滤波导致信号幅度变化大且反向恢复时间长
显然，我们无法同一个RC网络使用在不同的SAR ADC的应用中，那么我们要怎么去为SAR ADC设计一个合适的RC滤波网络呢？
如下图所示的SAR ADC的简化原理图，以最坏的情况，CSH对地放电为例，当开关S1关闭，开关S2打开时，电容CIN与CSH共享电荷，可得出等式：
由于电容CSH对地放电，则QSH=0，且QIN=VIN*CIN，因此可以得出：
图4：SAR ADC驱动电路基本架构
然后可以推算出：
如图所示：
图5：SAR ADC驱动VIN电压
在ADC的采集阶段，ADC建立至1/2LSB所需要的RC时间常数τ=tacq/Ntc，其中tacq为采集时间Ntc为建立所需的时间常数数目。所需的时间常数数目可以通过计算阶跃大小VSTEP与建立误差（本例为1/2LSB）之比的自然对数来获得：
由此，我们可以求出RC的时间常数τ，根据τ，可以得出RC的值以及带宽。
以TI 16位ADC：ADS8860 为例，从数据手册第8页可以得到以下信息：
图6：ADS8860数据手册数据
它的Max Conversion time为710ns ，Min Acquisition time为290ns，吞吐率为1Msps，假设参考电压为5V，信号为100kHz的正弦波。那么在转换时间，信号最大变化量为：
根据ADS8860的CSH=59pF，一般CIN选择CSH的20倍以上，这里取CIN=5.9nF则可以计算出Vkick电压：
接下来计算建立到1/2LSB的时间常数：
则可以得出：
因此选择R=8.6Ω，带宽为3.13MHz。
将取值带入仿真后可得图，相对于没有RC滤波的ADC而言，加入合适的RC滤波可以使ADC-Vin电压变化幅度变小，反向建立时间也更短。
图7：不合适的RC与加入计算后RC的VIN电压波形对比
由我们的公式我们可以知道，当吞吐率越高时，我们对采样保持的时间就相对越短，从而需要更大的RC带宽。所以当随着精度和采样率的不断提高，设计RC的难度会加大,我们需要权衡设计驱动的参数。
首先必须说明的是驱动放大电路并不是总是需要的，他的作用通常有以下几个：
当信号带宽低，信号变化十分缓慢，如气体，温度等，可以直接使用RC进行驱动，降低成本,结构如图所示。
图8：无运放驱动SAR ADC电路简图
那么在我们选择运放的时候需要注意以下参数：运放的带宽，运放的噪声特性，运放的失真特性等。
运放的带宽：带宽大的运放可以让RC电路更快的进行充电，一般来说，选择运放的带宽为RC滤波器的4倍以上，如果需要运放提供电压增益则需要选择更大带宽的运放。但是同时带宽大的运放往往静态电流和失调/偏置电流会比较大，所以要进行取舍。
运放的噪声特性：对于运放的噪声特性来说，为了不让运放的噪声对ADC的精度产生影响，一般会使运放的总噪声在ADC噪声的1/5左右。如果，ADC的SNR为86dB，Vref=5V，那么该系统中的总噪声应该小于：
根据计算得出的总噪声，取ADC噪声的1/5，进行计算可以计算出应该选择的运放的1/f噪声和宽带噪声的最大影响值，假设选用的运放有极小的1/f噪声可以忽略不计的话，可以经过以下公式计算，得出结果：
像TI的产品OPA320，由数据手册第8页中可知，宽带噪声密度可以满足要求：
图9：OPA320数据手册噪声数据
运放的失真特性：对于ADC的驱动运放来说，我们通常需要选择输入输出轨对轨的运放，防止不必要的输出失真，但是通常正负轨对轨的运放价格相对的高，所以通常使用的是单电源输入、单极轨对轨的运放。
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