自从半个多世纪前由Signetics公司的Hanz Camenzind发明以来，我们所熟悉的555模拟定时器(与其后续的CMOS引脚兼容更新产品保持一致)，就已成为一种标志性的设计元素，被集成到各种有用的标准化功能块当中。这些功能块包括无稳态、双稳态、单稳态、电压转换器、方波、三角波、锯齿波、电压频率转换器，甚至PWM放大器。
图1就说明了这些经典之一：恒定频率振荡器，其占空比通过单个电位器P1从0%到100%连续变化。
图1：在这个555定时器电路中，二极管D1会引起温度依赖性。
它之所以能起作用，是因为555定时器的漏极开路DISCHARGE引脚会在输出周期的T-半周期内通过R1(电位器P1的上半部分)使C1放电，而二极管D1则会在T+正输出半周期内通过R2(电位器P1的下半部分)从555定时器OUTPUT引脚引导电流为C1充电，因此：
T-=R1C1ln((2/3V+)/(1/3V+))=R1C1ln(2)
T+=R2C1ln((2/3V+-Vd)/(1/3V+))
fosc=1/(R1C1ln(2)+R2C1ln((2/3V+-Vd)/(1/3V+)))
不幸的是，对于1N4148等典型的面结型硅二极管，由于二极管正向电压降Vd=~700mV-2mV/℃的影响，后两个方程不同于555电路通常完美的与V+和温度无关的时序运算。因此，时间间隔会随着温度和V+电源的变化而变化。变化的幅度与标称V+成反比(表1)。
表1：典型结型二极管的误差系数。
这对于一些非关键性应用可能是可以接受的，但是在精度很重要时可能就不可接受。
图2给出了一种解决方法：可利用反极性P沟道MOSFET Q1引导C1的充电电流而不产生任何明显压降，因此就可得到新的与温度和V+无关的时序设计方程：
T+=R1C1ln((2/3V+)/(1/3V+))=R1C1ln(2)
T-=R1C1ln((2/3V+)/(1/3V+))=R1C1ln(2)
Fosc=1/(ln(2)/((R1+R2)C1))=1.44/(P1C1)
图2：利用反极性MOSFET Q1恢复定时器精度。
现在，在不影响555电路固有精度的情况下实现了可变占空比/恒定频率功能。
这里将Q1“反向”连接，也就是将其漏极引脚而不是源极引脚连接到正电压源(与P沟道FET的通常做法相反)，是为了避免在555电路输出引脚将漏极引脚驱动为低电平而C1将R2连接的引脚保持为高电平时对FET体二极管形成正向偏置。另一个好处是，由于体二极管在输出变为高电平时受到正向偏置，因此可以保证将FET源极引脚相对于栅极引脚驱动为正，进而使FET在T+间隔期间进入充分饱和状态。
有趣的是，图1电路的一个版本在Horowitz和Hill第三版The Art of Electronics的第429页上进行了描述。其中所示的D1是肖特基二极管，而不是结型二极管，因为前者的Vd较低。这是个好主意，因为V+误差项得到了显著改善，但由于肖特基二极管的温度系数(-2mV/℃)与结型二极管相似，因此与温度相关的误差基本保持不变(表2)。
表2：肖特基二极管的误差系数。
（原文刊登于EDN美国版，参考链接：Inverted MOSFET helps 555 oscillator ignore power supply and temp variations，由Franklin Zhao编译。）
本文为《电子技术设计》2022年7月刊杂志文章，版权所有，禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里。
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