数字化仪和示波器最重要的规格是带宽和采样率。采集内存长度不是首要规格，但它确实会显著影响带宽和采样率。
包括数字化仪和示波器在内的数字化仪器，在捕获到数据后会将其存储在仪器的采集内存中。该内存位于仪器的数字化仪之后，并以数字化速率运行。采集内存的大小会影响仪器的采样率、最大记录长度和处理速度。设置内存的大小代表了始终存在的工程权衡之一。
从基础开始，示波器或数字化仪的最大采样率必须大于该仪器模拟带宽的2倍。这是主导所有数字化仪器的奈奎斯特准则的声明。由于前端频率响应通常具有有限的滚降，因此将采样率设置为高于标称带宽的两倍，就可以最大限度地减少这些潜在带外信号的混叠。通常，数字化仪器所使用的最小采样率与带宽比至少为2.5:1。
采集记录长度，即采集信号的持续时间，与所用采集内存的长度成正比，可以用以下公式来表示：
Trec = N * tS = N/fS
其中：
Trec是采集信号的持续时间，以秒(s)为单位；
N是采集内存的长度，以样本(S)为单位；
tS是采样周期(s/S)，以秒/样本(s/S)为单位；
fS是采样率，也即采样周期的倒数，以样本/秒(S/s)为单位。
采集的持续时间等于内存样本数或点数乘以采样周期或除以采样率。
大多数示波器中的采集内存都是以模块的形式并以1、2、2.5和5的倍数来提供的；这样的设置与互补可用的采样率相结合，就可以使每格时间设置成为1、2和5的倍数。其目的是通过计算格点数并将其乘以易于计算的因子，从而在屏幕上轻松读取时间测量结果。
随着示波器每格时间设置的增加，采集时间增加，内存也就增加，采集和持续时间也就成比例增加。当内存长度达到其最大限制时，增加记录长度的唯一方法是降低采样率，如图1所示。
图1：此图显示了以最大内存长度作为参数，采样率随每格时间设置的变化情况。
该图显示，在最大采样率为10GS/s的情况下，增加设备的每格时间设置，可使采样率保持在最大值，直到达到最大采集内存。进一步增加每格时间设置则会导致采样率下降。图中显示了最大内存长度为50MS、5MS和500kS的图形。显而易见并且值得注意的是，随着采集时间的增加，可用的采集内存越多，最大采样率可保持的时间就越长。
一旦采样率开始下降，用户就必须了解仪器的有效带宽。数字化仪器的有效带宽是模拟带宽或采样率的一半中的较小者。因此，以1GS/s采样率运行的1GHz示波器，其有效带宽就为500MHz。任何高于500kHz的信号分量都会被混叠。还要记住，仪器的时间分辨率现在降低了。如果要对下降时间等与时间相关的参数进行准确测量，则精度可能会受到影响。如果测量边缘上只有几个样本，则该边缘的斜率就难以确定。
下面来看一个通过设置内存使用来最大化采样率，从而改进测量结果的示例。这里设置了一个最大采样率为10GS/s的示波器来采集UART信号的多个数据包，如图2所示。
图2：以10MS的记录长度获取UART信号的三个数据包。用光标读取数据包间距为43.8s，数据包长度为2ms。在此10ms/格时基的设置下，采样率已降至100MS/s。
将示波器时基设置为10ms/格，在使用10MS内存时，其采样率已降低至100MS/s。此设置的有效带宽是采样率的一半，即50MHz。
请注意，大部分波形都被数据包间的“死区时间”所占用。提高采样率的一种方法是消除数据包间的死区时间，这可以通过以序列模式采集信号来实现。这样可以对采集内存进行分段并仅捕获数据包，从而消除大部分死区时间并减少所使用的内存量。下面将示波器设置在序列模式下，并使用相同的2.5MS总内存，捕获三个段，每个段的持续时间为5ms，如图3所示。将内存长度减少到2.5MS的效果是将采样率从100MS/s提高至500MS/s。
图3：使用序列采集模式来减少使用的内存并提高采样率。采样率已提高到500MS/s。
由于信号带宽约为14MHz，因此在任一采样率下，信号似乎几乎没有差异，但如果查看信号下降时间的测量结果，则会有更明显的差异(图4)。
下降时间是在两种采样率下测量的。以100MS/s采集的波形在边缘有大约6个样本，而以500MS/s采集的波形在边缘有30个样本。所得测量结果显示均值相差约10%。关键指标是，在500MS/s下采集的数据的标准差为573ps，而另一测量结果显示的标准差为1.7ns。标准差衡量了测量值关于平均值的分布，它是衡量测量不确定性的良好指标。基本上，以较高采样率进行的测量具有较小的不确定性。请记住，采样率直接随采集内存长度而变化。
图4：对两种不同采样率(100MS/s和500MS/s)下的下降时间测量结果进行比较，结果表明，在500MS/s下进行的测量具有较低的标准差。
无论我们的仪器有多少内存，都会遇到测量时没有足够内存直接进行测量的情况。在这种情况下，可能有必要将测量分解为单独的计时阶段。图5是具有高频分量和低频分量的波形示例。
图5：这是入口门遥控器的初始测量结果，它使用390MHz载波的开关键控来编码识别信息。
图中的顶部迹线是以10GS/s数字化的初始脉冲。同一波形的放大视图(迹线Z2)是底部网格中显示正弦波的红色迹线。参数P2测得的频率为390MHz标称值。当在从顶部算起的第二条迹线中以5ms/格采集整个波形时，问题就开始了。
该采集的放大迹线出现在从顶部算起的第三条迹线中，以100μs/格显示。请注意，包络与第一次采集相同。但是有一个区别：该迹线的放大图(Z3，也即底部网格中的蓝色迹线)显示的却是频率为110MHz的参差不齐的正弦波。即使最大内存长度为25MS，25ms采集也只能处理500MS/s的采样率。
500MS/s不大于390MHz载波频率的两倍，这显然成问题。这就是为什么载波的频率看起来是110MHz，它是混叠的。采样是种混频操作，390MHz载波与500MS/s采样率混合后就会发生下变频，产生110MHz的差值，即混叠载波频率。
所需的测量类型可以分为两类。第一类是RF测量，主要包括测量载波频率。第二类是评估低频调制。第一类测量可以通过单独采集RF突发并测量载波来进行，就像使用顶部迹线和频率参数P2所做的那样。
第二组测量可以对包含完整消息的混叠信号来进行。这样做可行，是因为信号是非常窄的频带，只在大约390MHz有能量。可以对混叠信号实现峰值检测，而已解调信号包络可提供有关编码及载波选通特性的信息。分析结果如图6所示。
图6：对信号包络进行解调和测量，需要测量已解调信号包络的启动时间、衰减时间和宽度。包络宽度的直方图验证了串行编码中使用了三个不同的脉冲宽度。
采集到的波形显示在顶部网格中。它包含一个RF载波，并由貌似经过脉宽调制的信号进行开关键控。通过对采集到的信号进行峰值检测，可以恢复调制信号。峰值检测是通过获取已调射频信号的绝对值，然后对其进行低通滤波来实现的。数学迹线F1执行这一处理，它将绝对值与增强分辨率(ERES)低通滤波器结合在一起。这显示在从顶部开始的第二条迹线中。从顶部算起的第三条迹线显示了已解调信号叠加在已调载波上。请注意已解调信号跟踪RF信号的程度。
现在对提取的已调信号进行测量，包括上升时间和下降时间以及第一个脉冲的宽度，并对串行数据流中的所有21个脉冲重复这些测量。上升时间和下降时间代表键控载波的启动时间和衰减时间。底部网格中脉宽测量值的直方图显示只有三个不同的脉冲宽度500μs、1ms和1.5ms。
由于内存有限，即使示波器在采集到完整信号时无法呈现载波，但仍然可以从信号中获取到大量信息，但我们必须了解正在发生的事情。
采集内存长度是一项重要规格，它会影响数字化仪器的采样率和带宽。内存长度决定了任何固定采样率下的采集持续时间。内存长度越长，在最高采样率下可支持的每格时间设置就越大。一旦使用了最大内存量，进一步增加每格时间设置将导致采样率降低，从而导致仪器的有效带宽降低。
Arthur Pini是一名技术支持专家和电气工程师，在电子测试和测量领域拥有50多年的经验。
本文授权编译自EDN姐妹网站Planet Analog，原文参考链接：Understanding the importance of acquisition memory。由赵明灿编译。）
本文为《电子技术设计》2021年7月刊杂志文章，版权所有，禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里。
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