本实验活动旨在通过构建说明性示例来探讨模数转换的概念。
模数转换器(ADC)将模拟信号——即温度、压力、电压、电流、距离或光强度等实际信号——转换为该信号的数字表示。然后，系统可以处理、控制、计算、传输或存储此数字表示。
图1.模数转换
ADC以均匀的时间间隔对模拟波形进行采样，并将数字值分配给每个样本。数字值以二进制编码格式在转换器的输出端显示。通过将采样模拟输入电压除以基准电压，再乘以数字码数得到此值。转换器的分辨率由输出码中的二进制位数来设定。
图2.数字输出码
ADC执行两个过程：采样和量化。ADC将无限分辨率的模拟信号表示为有限分辨率的数字码。ADC会产生2N个数字值，其中N表示二进制输出位数。由于转换器的分辨率有限，模拟输入信号将落在量化电平之间，从而导致固有的不确定性或量化误差。该误差可确定转换器的最大动态范围。
图3.量化过程
采样过程提供连续时域信号，信号值以离散、均匀的时间间隔测量。通过此过程，根据奈奎斯特准则可确定采样信号的最大带宽。该理论认为，信号频率必须小于或等于一半采样频率以防混叠。混叠是指通过采样过程，目标带宽内出现所需信号频段之外的频率信号的情况。不过，在通信系统设计中，可利用此混叠过程将高频信号向下转换为低频信号。这就是欠采样技术。欠采样的标准就是ADC具有足够的输入带宽和动态范围来采集最高目标频率信号。
图4.采样过程
采样和量化都是重要的概念，因为它们确定了理想ADC的性能极限。在一个理想ADC中，码跃迁恰好相距1 LSB（最低有效位）。因此，对于一个N位ADC，共有2N个数字码，且1 LSB = FS/2N，其中FS为满量程模拟输入电压。然而，实际ADC操作也受到非理想效应的影响，所产生的误差超出了转换器分辨率和采样速率所决定的误差。与ADC相关的许多交流和直流性能规格中都会体现这些误差。
图5.理想ADC的转换函数
在此范围内，任何模拟输入会产生同样的数字输出码。
Flash ADC，也称为并行ADC，是将模拟信号转换为数字信号的最快方法之一。Flash ADC非常适合需要极宽带宽的应用，但其功耗比其他ADC架构高且通常限制为8位分辨率。典型示例包括数据采集、卫星通信、雷达处理、采样示波器和高密度硬盘驱动器。
Flash ADC由高速比较器级联而成。对于一个N位转换器，电路采用2N -1个比较器，同时有2N个电阻提供基准电压。当比较器的模拟输入电压高于所施加的基准电压时，其输出1。否则，比较器输出0。代码从1变为0的点就是输入信号小于相应比较器基准电压电平的点。
请看图6所示的电路。
图6.Flash ADC—模拟侧电路
此电路表示2位Flash ADC的模拟侧，其架构称为温度计代码（一元码）编码。对于此类电路，需要使用额外的逻辑电路将一元码解码成适当的数字输出码。通过使用逻辑与门、或门和非门，我们可以构建专有编码器。其输出为原始数值的二进制表示，最高有效输入位从0开始。
图7.Flash ADC—编码输出
图8.Flash ADC试验板连接
如前所述，Flash ADC使用高速比较器构建而成，但为了方便起见，我们将使用OP482四通道运算放大器来介绍工作原理。或者，可以使用四个AD8561比较器来构建此电路。
在无焊试验板上构建图7所示的电路。这是一个用于具有编码输出的2位Flash ADC的电路。
向电路提供±5 V电源电压。在Scopy中将信号发生器的AWG1配置为具有5 V峰峰值幅度、2.5 V偏移和100 Hz频率的上升斜坡锯齿波。将AWG2用于为ADC提供5 V恒定基准电压。
配置逻辑分析仪，使得数字通道DIO0、DIO1和DIO2形成一个针对一元码解码的通道组，通道DIO6和DIO7形成一个针对并行输出解码的通道组。
输出信号波形如图9所示。
图9.Flash ADC—输出码
一元组通道表示2位Flash ADC的输出温度计代码，通过在整个可用范围(0 V至5 V)内改变输入模拟电压来提供所有可能的输出值。并行通道表示相当于ADC输出状态的二进制值。
在这个特殊应用中，AD654电压频率转换器用作ADC。
图10.电压频率转换器用作ADC
为了实现转换，应将转换器的输出端连接到集成间隔定时器/事件计数器的微型计算机。
计数期间的信号边沿（上升或下降）总计数与输入电压成正比。在此特定设置下，1 V满量程输入电压会产生100 kHz信号。如果计数周期为100 ms，则总计数将为10,000。然后依据与该最大值的比例便可确定输入电压。因此，计数为5000时，相应的输入电压为0.5 V。
构建试验板电路以将电压频率转换器用作ADC，如图11所示。
向电路提供5 V电源电压。将信号发生器的AWG1配置为1 V恒定电压。
配置示波器，使通道1上显示输出信号，并从通道1“测量”选项卡中启用频率测量。输出信号波形如图12所示。
图11.电压频率转换器用作ADC—试验板连接
图12.满量程输入电压下电压频率转换器用作ADC
图12中的曲线显示了电压频率转换器采用1 V满量程输入电压时的输出信号波形。请注意，相应输出频率为100 kHz。
现在将输入电压设置为0.5 V。输出信号波形如图13所示。
图13.半量程输入电压下电压频率转换器用作ADC
图中显示了电压频率转换器采用0.5 V半量程输入电压时的输出信号波形。请注意，输出频率现在为50 kHz。
逐次逼近寄存器(SAR) ADC在每次转换时，针对所有可能的量化电平，通过二进制搜索将连续模拟波形转换为离散数字表示，最后汇聚为数字输出。
通常，SAR ADC电路由四个子电路组成：
图14.SAR ADC的典型架构
对SAR进行初始化，使最高有效位(MSB)等于数字1。将此代码输入DAC，然后DAC将此数字码的模拟等效信号(VREF/2)提供给比较器电路，以便与采样输入电压进行比较。如果此模拟电压超过VIN，则比较器使SAR重置此位；否则，此位将保留为1。然后将下一位设置为1并进行相同的测试，持续执行此二进制搜索直到SAR中的每个位都已经过测试。所得到的代码是采样输入电压的数字近似值，并最终由SAR在转换结束(EOC)时输出。
图15.4位SAR ADC示例
图15显示了4位转换的一个示例。y轴表示DAC输出电压。在此示例中，第一次比较显示VIN < VDAC。因此，位3设置为0。然后将DAC设置为0100并进行第二次比较。由于VIN > VDAC，位2保持为1。然后将DAC设置为0110并进行第三次比较。将位1设置为0，然后将DAC设置为0101进行最终比较。最后，由于VIN > VDAC，位0保持为1。
为了利用ADALM2000重点说明SAR ADC的工作原理，对于DAC器件将使用在下次实验中探讨的电路，但此设置中将使用4位DAC（而不是8位）。DAC的输出端将连接到比较器，同时通过脚本对SAR进行仿真，该脚本基于比较器的输出执行二进制搜索并生成正确的二进制值。
图16.SAR ADC原理图
构建SAR ADC的试验板电路，如图17所示。
图17.SAR ADC试验板连接
将OP484集成电路中的两个精密轨到轨运算放大器用于该SAR ADC，一个用于R-2R梯形DAC，另一个作为DAC输出和输入电压之间的比较器。
向电路提供±5 V电源电压。配置示波器，使通道1上显示比较器输出信号，通道2上显示DAC输出信号。
将逻辑分析仪中的前4个数字通道分组，并将解码器设置为并行。
使用逐次逼近法，根据从比较器输出端收到的反馈更新数字码。
利用示波器在时域内实现DAC输出的逼近行为可视化。产生的波形如图18所示。
图18.SAR ADC逐次逼近波形
经过几个逼近步骤后，输出值接近输入值（设置为2 V）。
AD7920是一款12位高速、低功耗SAR ADC。它可以采用单电源供电，电源电压范围为2.35 V至5.25 V。此ADC支持串行接口。串行时钟提供转换时钟，并在转换期间控制来自AD7920的信息传输。转换过程和数据采集过程通过/CS和串行时钟进行控制，从而为器件与微处理器或DSP接口创造了条件。输入信号在/CS的下降沿进行采样，而转换同时在此处启动。图19显示了ADC采样阶段和转换阶段的简化原理示意图。
在采样阶段，SW2闭合且SW1置于A。在此设置下，比较器保持在平衡状态，采样电容采集VIN的信号。为使ADC启动转换，SW2断开，而SW1移至位置B，使比较器变得不平衡。控制逻辑和电荷再分配DAC可以加上和减去采样电容中的固定电荷数量，使得比较器恢复到平衡状态，进而转换完成。
图21给出了AD7920的典型连接设置。VREF取自内部VDD，因此其应充分解耦。这将提供0 V到VDD的模拟输入范围。转换结果以16位字输出，前4位为0，后12位或10位MSB为结果。
图19.AD7920采样和转换阶段
图20.AD7920试验板连接
图21.AD7920典型连接
打开Scopy，使能正电源为3 V。配置信号发生器的通道1为0 V到3 V之间的某一恒定值，例如该域的中间值1.5 V。可以在示波器上监视这些电压的实际值。
图22.VIN（通道1）和VREF（通道2）电压
在逻辑分析仪中，将DIO0、DIO1和DIO2配置为一个组通道。将该组通道设置为SPI，各通道设置为对应的SPI信号——DIO0为CS#，DIO1为CLK，DIO2为MISO。当CS#下降沿启动数据传输时，应将DIO0触发器设置为下降沿。将DIO1触发器设置为低电平，并从触发器设置中将“触发器逻辑”设置为AND。DIO2是ADC的输出信号，不需要触发器设置。使能逻辑分析仪，它应在等待触发信号。
在模式发生器中配置时钟信号。使能DIO1通道，将其“模式”设置为5 MHz频率的时钟，然后单击Run（运行）。可以从数字IO工具控制CS#。当切换配置为输出引脚的DIO0引脚时，转换机会开始。如果CS#的下降沿和CLK的低电平状态同时发生，转换将启动，应能在逻辑分析仪中看到输出信号和MISO十六进制数据，如图23所示。
图23.AD7920的SPI接口
可以使用ADC转换函数的公式检查结果，其中MISO数据为数字输出码，示波器通道1上读取的电压为模拟输入，示波器通道2上读取的电压为基准输入，N为AD7920的位数。
以上计算得出的结果是ADC输入电压为1.5 V，在示波器通道1上读出的也是该值。
双斜率ADC（或变体）是许多高精度数字电压表的核心器件。此架构具有几个有用的特性：由于大多数误差源都会抵消，因此只需要几个精密元件，还可以通过配置来抑制特定噪声频率，如50 Hz或60 Hz线路噪声，并且对高频噪声不敏感。
图24.双斜率ADC结构
转换器的工作原理如下：在固定时间内对积分器施加未知输入电压（称为上坡(runup)），然后对积分器施加与输入极性相反的已知基准电压（称为下坡(rundown)）。因此，输入电压可以根据基准电压和下坡-上坡时间比计算得到：
图25.双斜率ADC积分器输出波形
可以看出，双斜率转换器的精度不受大多数元件容差的影响：
基准电压必须准确，因为它会直接影响测量结果。另一个误差源是积分器电容中的电介质吸收，因此聚丙烯或聚苯乙烯是理想选择，而铝电解不太合适。
图26.双斜率ADC积分器输出波形
图26所示为双斜率ADC的频率响应。在固定时间间隔（上坡）内对输入采样，上坡开始时电压对结果的影响与上坡结束时电压对结果的影响一样。有时也将此称为箱式平均值，它能够抑制在1/T、2/T、3/T等频率下发生的干扰（噪声）。200 ms积分时间对应于10个周期的50 Hz噪声和12个周期的60 Hz噪声；由于它能够抑制线路噪声，因此通常将其作为上坡时间。
打开这里提供的LTspice®文件DualSlope.asc。
图27.双斜率ADC积分器原理图
运行仿真，探测Vintegrate节点。
图28.双斜率ADC积分器仿真1
该仿真将60 Hz线路噪声添加到直流输入电压中。通过.step指令运行几种情况——1 V、2 V、3 V、4 V 5 V输入电压以及60 Hz线路噪声的几个不同相位。由于200 ms上坡时间是60 Hz线路周期的整数，所以噪声在频率响应中为零，并且无论相位如何，下坡时间都不受影响。将频率更改为62.5 Hz，使其处于频率响应的峰值。
图29.双斜率ADC积分器仿真2
为双斜率ADC构建试验板电路，如图30所示，并按照图示对M2K进行连接。
图30.双斜率ADC积分器试验板电路
打开Scopy。内核Scopy初始化文件Dual_slope_scopy_setup.ini以帮助设置。
电源：使能跟踪，设置为±5 V。
数字IO：DIO2设置为OUT，设置为1。
模式发生器：组DIO0、DIO1，模式：导入（加载文件dual_slope_pattern.csv）。频率设置为5 Hz。
信号发生器：通道1初始设置为恒定2.5 V。
示波器：200 ms时基，通道1设置为400 mV/刻度。下降沿触发器，200 mV（将在积分器重置间隔开始时触发M2K）。
图31.双斜率ADC积分器波形
当基准电压源连接到-5 V电源并将输入电压设置为2.5 V时，请注意下坡为2格(400 ms)，而上坡为1格(200 ms)。因此：
VIN = 5 V × (200 ms / 400 ms) = 2.5 V
通过改变输入电压，可以看到上坡时间发生变化。波形如图32所示。
图32.不同输入电压的双斜率ADC积分器波形
实际实现双斜率转换器时，将使用一个微控制器来控制积分器并设置上坡/测量下坡时间。大多数微控制器都提供计数器外设，因而很容易实现。
能否说出ADC的若干实际应用？
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