传输线结构包括信号路径和返回路径，以平面形式出现的返回路径通常被称为参考平面。不少刚接触高速信号设计的朋友会有这样的困惑：都说走线的参考平面很重要，为啥有些信号还要把途经SMD元器件管脚下方的参考平面挖掉？挖掉就挖掉，不同单板反焊盘掏空的参考平面数量还不一样，就不能痛快点给个标准吗？
高速先生也想，但是，真没有。
今天，我们就以常见的0402封装AC耦合电容为例，说说为啥会这么折腾。
第一个问题，既然反焊盘处理这么麻烦，不挖行不行？必须满足大家，电容相邻的参考平面L2层不挖空！
效果如何？直接上图（这里的差分走线阻抗控95欧姆）：
阻抗控制95欧的信号，参考平面不挖空的电容位置阻抗直接掉到65欧！如果你是信号，你说烦不烦？
为啥出现这种现象？我们不妨把电容焊盘当成走线—— 一种很宽很宽的微带线，回忆一下传输线的理论，线宽越大，阻抗越小，况且，电容本体也有一定的高度，相当于铜厚的增加，所以，0402封装电容的阻抗跌成这样也就不难理解了。
问题又来了，在层叠和电容封装确定的前提下，增加阻抗需要拉开到参考平面的间距H，怎么拉开？在参考平面挖反焊盘呗。那么要挖多少层呢？本案例中反焊盘的大小按照电容焊盘的尺寸，先挖一层试试。
效果立竿见影，挖空相邻第一个参考平面后，电容的有效参考平面就变成了相邻的第二个，H变大，阻抗也从65欧提高到77欧，还有比这更好用的方法吗？
有，多挖一层看看。
挖空相邻两层参考平面后，间距H继续拉大，阻抗进一步提高至81欧。
虽然本文中的仿真数据对于其它单板未必适用，阻抗变化的趋势却是一致的。把上文提到的三种反焊盘处理的阻抗放在一起就一目了然了。
高速信号的布线关注阻抗的连续性，而途经SMD元器件管脚位置的阻抗通常偏小，与走线的特征阻抗不一致，为了尽量提高这些地方的阻抗，元器件管脚下方的参考平面需要进行反焊盘处理，增加管脚到有效参考平面的间距。但是，由于不同单板的层叠各异，元器件封装的大小不一，挖空的层数也不尽相同……
所以，到底该怎么挖反焊盘呢？这可能就是SI攻城狮存在的意义了。
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