每一位刚进入PCB行业的同学，基本上头几个接触到的设计经验就肯定少不了“3H”原则。当然大家也都知道，这个原则是为了传输线之间的串扰改善而建立的规定，那就是要求传输线中心到中心的距离满足至少3H的值（也就是空气间距gap大于2H），其中H是传输线到参考平面的距离，其实也就相当于是上下层PP或者CORE的厚度了，就好像下面的样子。
当然PCB设计工程师本身只会对物理规则负责，不对电气规则负责。也就是说，SI工程师定下来“3H”原则后，PCB工程师通过叠层文件知道了H的数值后，然后在组内的高速差分线应用上去就好了。空间紧张的满足“3H”，空间不紧张的拉开到“5H”，甚至是惊人的“7H”！总之，PCB工程师只管在PCB版图上实现就完事了。
这不有一天，公司内一群好学的PCB工程师同事找到了Chris，想知道到底“3H”原则是不是就一定能让高速信号之间的串扰变得很小了，有没有必要做成“5H”甚至“7H”，总之就是，他们想让Chris把物理规则量化成电气规则。面对同事的“软磨硬泡”，行呗，那就以他们手头上的这个25Gbps的高速项目为例给他们说道说道。
Chris先打开他们设计文件的叠层，高速线走了很多个内层，结构线宽都相同。以L5层高速线为例，上面的core厚度是4mil，下面的PP也差不多4mil。然后按照100欧姆阻抗控制的话，线宽为4.5mil，线间距为7.5mil，如下所示：
那我们把L5层的走线提取到3D模型中去，通过仿真来验证所谓的“3H”原则。模型就是下面这样了。
那首先我们看看只有一对走线的情况下，去仿真它的电磁场特性，结果如下：
可以看到，电磁场的范围基本上就在差分线中心往左边或者右边3H的距离，H是4mil。再远的地方其实就没太多电磁场分布了。从参考地平面的角度去看也是类似的结论，如下所示，也还是基本集中在3H的范围。
当然如果把另外一对做到3H原则的差分线一起放进来看，也能有同样的结论，左边这对攻击线的电磁场其实还没波及到右边这对受害线上面去。既然电磁场没波及过去，也就说明其实串扰能量也不会很多的传递过去。
Chris从电磁场的角度给设计的同事去分析，他们的确是有一种get到新知识的新鲜感，而且这个场的仿真结果也比较形象，能直观的看到“3H”设计原则的效果，他们看到都纷纷表示……赞！
当然，场的仿真结果其实也还是个定性的结果了，可能给PCB设计的同事看比较直观，但是并没有起到一个量化的效果。如果要量化具体指标的话，还得回到传统的S参数仿真方法，也就是直接进行串扰的频域仿真。
Chris对模型赋上一定的扫描变量，看看这两对差分析从最小的“2H”到“3H”再到“5H”（其实Chris还顺带偷偷仿真了“7H”哈）的情况下串扰具体数量的差异！以下就是“2H”、“3H”和“5H”三种case的仿真模型。
唰一下，不同差分线间距的串扰仿真结果都完成了，我们把结果放到一起来直观的对比，如下所示：可以看到，2H的情况下串扰就比较大了，只有不到35db，3H的话已经能做到50db，4H和3H其实差异就不大了，如果要往60db去做的话，就要达到5H的距离，如果继续追求高指标的话，7H可能是你们喜欢的设计哈！
当然对于25Gbps信号来说，编码方式是NRZ编码，其实3H是够用的了。如果在同样基频下要跑到56Gbps-PAM4的话，可能需要往5H做，因为PAM4的串扰的要求还是比较高的。反正需要做到多少间距，一个是看你们的产品的速率来定，另外就是看设计工程师能不能做到了哈。
当Chris把这个量化的S参数结果做出来准备再给设计部的同事展示的时候，发现他们早就跑光了，全部回去继续做他们的设计去了，对于设计工程师来说，知道原理和定性的看到电磁场的结果，他们其实已经满足了……
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