当一个负载的电阻可变且缺乏规范时(如加热器)，如果你想调节其功率，仅仅控制其电压或电流并不起作用，因为此时功P=I2R=V2/R，它依赖于电阻R。
一个替代的办法是产生具有恒定能量Epulse的脉冲，它与负载R的电阻无关，因此通过改变脉冲的频率f，可以方便精确地(可以是从0到一个已知的最大值)控制负载功率(P=f·Epulse)。
图1：恒定能量脉冲。
图1a显示了一种产生恒定能量脉冲的简单方式。
将电容C充电到初始电压V0，存储1/2 CV02焦耳的能量，然后通过负载放电。这个脉冲具有不依赖于RL的恒定能量。
这种简单的方法也有缺点。首先，它很浪费。为了给电容充1/2 CV02焦耳的能量，会损失另外1/2 CV02焦耳的能量。图1b所示电路可以解决这个问题，因为所有的阻性损耗都发生在负载内。
值得注意的是，这种脉冲的功率分布很不均匀。约63.2%的能量是在第一个τ时间段内输送的(τ= RLC，负载中的能量损失是电压上升速度的两倍，因此有个系数)；在接下来的1/2·4τ时间内又输送36.1%的能量，大约相当于第一个1/2τ时间段平均功率的1/7。这种不均匀的功率分布限制了电路可以控制的最大功率。剩余0.67%的能量输送要花无穷长的时间，在实际应用中通常会被忽略，因此可能影响精度。但我们可以在电容达到某个阈值VC之后中断充电进程，如图1c所示。负载中的能耗等于CVCV0-1/2 ½CVC2，同样独立于RL值。
在选择VC值时，主要的考虑因素是过冲，它会使脉冲能量高于计算值。达到这个阈值时的压摆率等于：
当比较器速度相同时，阈值VC越低，过冲就越高。
图2中的设计实例显示了一种可能的实现。555电路提供开关、比较器和逻辑。触发脉冲输入通过分压电阻R1-R2偏置于触发点(trip point)之上。为了防止比较器饱和，触发脉冲会经过一个小电容C1(2～10pF)，因此最大工作频率接近于振荡器的工作频率。
R3-R4分压电路设定了阈值电压。TL431并联稳压器设定了充电电压。根据所选的值，可能需要R5(几欧姆)以防止并联稳压器中产生过电流。因为D1正向压降的原因，实际充电电压会更高。因此D1选用快速二极管，C选用薄膜电容。
图2：恒定功率电路的基本实现。
借助精心设计的控制电路，可以消除因对地放电而浪费的能量。举例来说，可以从正电压轨V0-V/2通过RL将电容C从-V/2充电到+V/2，并通过RL放电到负电压轨-V0+V/2，从而为充放电产生对称的脉冲，并且不浪费能量。一种替代方案是让电容上的电压在地电平以上围绕着一个中间点振荡。
该设计可以用来为热驱动的MEMS构建电源。
图3所示电路中的电容从电位V0充电到电位VC。电荷从较高电位移动到较低电位将做功W=qΔV。
图3：给电容充电。
充电是离散的，因此我们可以观察每次单独充电的情况。这样的一次充电开始于源端的电位V0，结束于电容极板上某个更低的电位VC。
如果电容C一开始被完全放电，那么每次充电过程将遵循以下方式：
这里n·q是经过n次单独充电后电容上的总电荷Q。
是电容充电的电压。从这个关系式我们可以确定充电的次数：
总的功率等于每次充电的功率之和：W=W0+W1+…+Wn。功率W(VC)可表示为VC的一个函数，等于：
将其简化后得到：
第一部分表示从电压源得到的能量；第二部分是充电至电压VC时电容上保持的能量。两者之差是损失的能量，都转换成了负载上的热量。正如公式显示的那样，这些能量独立于R。
如果我们将电容充电到源的满电位，VC等于V0。那么源将提供CV02焦耳能量，电容保持1/2 CV02焦耳，另外的1/2 CV02焦耳转换成了热量。
《电子技术设计》2017年3月刊版权所有，谢绝转载。
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